JPS63200636A - 可変帯域幅ｆｄｍ分波回路 - Google Patents
可変帯域幅ｆｄｍ分波回路Info
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- JPS63200636A JPS63200636A JP3255887A JP3255887A JPS63200636A JP S63200636 A JPS63200636 A JP S63200636A JP 3255887 A JP3255887 A JP 3255887A JP 3255887 A JP3255887 A JP 3255887A JP S63200636 A JPS63200636 A JP S63200636A
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 8
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 abstract description 10
- 238000000034 method Methods 0.000 abstract description 4
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 abstract description 2
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 1
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は１通信網に於て広汎に用いられるＦＤＭ信号の
分波回路に関する。
分波回路に関する。
ディジタルトランスマルチプレクサ（以下うＴＭＵＸと
略記する）は２通信網に於てＦＤＭ−ＴＤＭ相互変換に
広汎に用いられている。その基本機能はディジタル信号
処理によるＦＤＭ信号の分離である。
略記する）は２通信網に於てＦＤＭ−ＴＤＭ相互変換に
広汎に用いられている。その基本機能はディジタル信号
処理によるＦＤＭ信号の分離である。
従来のＴＭＵＸ型ＦＤＭ信号分波回路を第７図に示す。
１は入力ＩＦ倍信号中心周波数のローカル発振器。
２はの移相器、３，４はミキサ、５，６はＬＰＦ（ロー
パスフィルタ）、７．８はい変換器、９は多重化クロッ
ク（ＮΔｆ）発振器、１０はＮ分周器、１１は時／空間
分割変換スイッチ、１２−１〜１２−Ｎは遅延器、１３
−１〜１３−Ｎはディジタルサブフィルタ、１４はＮ点
ＦＦＴである。
パスフィルタ）、７．８はい変換器、９は多重化クロッ
ク（ＮΔｆ）発振器、１０はＮ分周器、１１は時／空間
分割変換スイッチ、１２−１〜１２−Ｎは遅延器、１３
−１〜１３−Ｎはディジタルサブフィルタ、１４はＮ点
ＦＦＴである。
第８図はＴＭＵＸの基本動作を示す基本ブロック図であ
る。３１はωｋに同調したＢＰＦ （バンドパスフィル
タ）、３２はミキサ、３３はローカル信号発生器、３４
はＮ分周器、３５はサンプラである。
る。３１はωｋに同調したＢＰＦ （バンドパスフィル
タ）、３２はミキサ、３３はローカル信号発生器、３４
はＮ分周器、３５はサンプラである。
第９図はディジタルフィルタの構成（図ａ）及び、サブ
フィルタ分割構成（図ｂ）を示す。６１はシフトレジス
タ、６２−１〜６２−Ｌは重みづけ器、６３，６４は加
算器である。
フィルタ分割構成（図ｂ）を示す。６１はシフトレジス
タ、６２−１〜６２−Ｌは重みづけ器、６３，６４は加
算器である。
従来のＴＭＵＸの基本動作は、第８図に示すように。
ωに二ｋ・Δω＝ｋ・２πΔｆ（１）
なる周波数へを中心周波数とするＢＰＦ ３１によって
第にチャネルの信号を周波数選択する。それを更にｅｘ
ｐ （ｊ”ｋｔ）なる複素乗算によってＯＨｚを中心と
するベースバンドに周波数変換し、その出力をΔｆなる
チャネルクロックでサンプリングする事である。
第にチャネルの信号を周波数選択する。それを更にｅｘ
ｐ （ｊ”ｋｔ）なる複素乗算によってＯＨｚを中心と
するベースバンドに周波数変換し、その出力をΔｆなる
チャネルクロックでサンプリングする事である。
従って、第６図（ｂ）に示すように、出力信号の周波数
スペクトルは、Δｆ周期で同一のスペクトルをくシ返す
ものとなる。故に、折シ返し、即ち高調波の周波数スペ
クトルの重なシに起因する信号歪を避けるためには、第
６図（ａ）に示す様にＴＭＵＸの基本フィルタは特性は
、Δｆ内に完全に制限されたものでなくてはならない。
スペクトルは、Δｆ周期で同一のスペクトルをくシ返す
ものとなる。故に、折シ返し、即ち高調波の周波数スペ
クトルの重なシに起因する信号歪を避けるためには、第
６図（ａ）に示す様にＴＭＵＸの基本フィルタは特性は
、Δｆ内に完全に制限されたものでなくてはならない。
この本質的な制限の故に、従来のＴＭＵＸは、Δｆなる
周波数帯域内で完全に平坦な周波数特性を有するフィル
タ群を実現する事は基本的に不可能である。又帯域内で
できる限シ平坦な周波数特性を実現するためには、極め
て急峻なフィルタ特性が必要となり、ディジタルフィル
タの回路規模が大きくなる。勿論、Δｆよりも広い帯域
幅の信号を処理する事が不可能なのは明らかである。
周波数帯域内で完全に平坦な周波数特性を有するフィル
タ群を実現する事は基本的に不可能である。又帯域内で
できる限シ平坦な周波数特性を実現するためには、極め
て急峻なフィルタ特性が必要となり、ディジタルフィル
タの回路規模が大きくなる。勿論、Δｆよりも広い帯域
幅の信号を処理する事が不可能なのは明らかである。
本発明は上述の従来のＴＭＵＸの欠点を克服し、Δｆよ
シも広い基本フィルタ特性を実現できる倍数サンプリン
グ型トランスマルチゾレクサ（以下。
シも広い基本フィルタ特性を実現できる倍数サンプリン
グ型トランスマルチゾレクサ（以下。
ＭＳ −ＴＭＵＸと略記する）を用いて、Δｆよりも広
い帯域幅を持つ信号をも処理できる可変帯域幅ＦＤＭ信
号分波回路を実現することを目的とする。
い帯域幅を持つ信号をも処理できる可変帯域幅ＦＤＭ信
号分波回路を実現することを目的とする。
本発明による可変帯域幅ＦＤＭ分波回路は、チャネル周
波数間隔Δｆ又はその整数倍の帯域幅のチャネルから成
るＦＤＭ信号を入力とし基本フィルタの帯域幅が前記Δ
ｆよシも広くＮ分波出力を前記Δｆのｍ倍（ｍは２以上
の整数で２通常は２）のサンプリング速度で出力するＭ
Ｓ−ＴＭＵＸと、該ＭＳ −ＴＭＵＸのＮ個の出力信号
のうち、信号帯域幅が前記３１以内のものについてはそ
のまま出力すると共に、前記Δｆよりも大きい帯域幅の
チャネルについては、前記チャネルの占有周波数に対応
する前記ＭＳ −ＴＭＵＸの出力ポート（対応するチャ
ネル番号をに−１−ｉ；ｉ＝０，１，２．・・・２Ｍ−
１とする）に各々接続するスイッチマトリクスと前記出
力ポートの出力信号のタイミング（前記Δｆのｍ倍の内
挿クロック）に基き、少くとも（Ｍ＋１）Δｆ以上のサ
ンプル周波数で動作するディジタルフィルタにより信号
内挿を行うディジタル信号内挿回路と、該ディジタル信
号内挿回路の出力に接続され、前記チャネルの順序に従
って各々 （ｉ−（Ｍ−１）／２ ） ２πΔｆｔ、（ｔ＝ｏ、１
，２、…、Ｍ−１）なる周波数シフトを行うためのＭ個
の周波数シフト回路と、該周波数シフト回路の出力を総
和する加算器とを有し、前記加算器の出力に於てＭ・Δ
ｆなる帯域幅のチャネル信号を得る事を特徴とする。
波数間隔Δｆ又はその整数倍の帯域幅のチャネルから成
るＦＤＭ信号を入力とし基本フィルタの帯域幅が前記Δ
ｆよシも広くＮ分波出力を前記Δｆのｍ倍（ｍは２以上
の整数で２通常は２）のサンプリング速度で出力するＭ
Ｓ−ＴＭＵＸと、該ＭＳ −ＴＭＵＸのＮ個の出力信号
のうち、信号帯域幅が前記３１以内のものについてはそ
のまま出力すると共に、前記Δｆよりも大きい帯域幅の
チャネルについては、前記チャネルの占有周波数に対応
する前記ＭＳ −ＴＭＵＸの出力ポート（対応するチャ
ネル番号をに−１−ｉ；ｉ＝０，１，２．・・・２Ｍ−
１とする）に各々接続するスイッチマトリクスと前記出
力ポートの出力信号のタイミング（前記Δｆのｍ倍の内
挿クロック）に基き、少くとも（Ｍ＋１）Δｆ以上のサ
ンプル周波数で動作するディジタルフィルタにより信号
内挿を行うディジタル信号内挿回路と、該ディジタル信
号内挿回路の出力に接続され、前記チャネルの順序に従
って各々 （ｉ−（Ｍ−１）／２ ） ２πΔｆｔ、（ｔ＝ｏ、１
，２、…、Ｍ−１）なる周波数シフトを行うためのＭ個
の周波数シフト回路と、該周波数シフト回路の出力を総
和する加算器とを有し、前記加算器の出力に於てＭ・Δ
ｆなる帯域幅のチャネル信号を得る事を特徴とする。
臥″′Ｆ宗６
〔実施例〕
本発明の可変帯域幅ＦＤＭ信号分波回路を第１図に示す
。ΔｆはＭＳ−ＴＭＵＸであシ、２２はスイッチマトリ
クス、２３−１〜２３−には信号内挿回路。
。ΔｆはＭＳ−ＴＭＵＸであシ、２２はスイッチマトリ
クス、２３−１〜２３−には信号内挿回路。
２４−１〜２４−５は複素乗算器による周波数シフト回
路、２５−１．２５−２は加算器、２６−１．２６−２
は後置フィルタである。
路、２５−１．２５−２は加算器、２６−１．２６−２
は後置フィルタである。
第２図は本発明に用いるＭＳ−ＴＭＩＪＸで本質的な役
割を果す内挿型ディジタルサブフィルタを示す。
割を果す内挿型ディジタルサブフィルタを示す。
なお１図（、）はｏくｔくΔｆの場合であり２図（ｂ）
はｔ＝０ 、１ 、２ 、・・・、Ｎ−１）番目のデイ
ジタルサプフクで）の進み器、７５は７サンプルの遅れ
器。
はｔ＝０ 、１ 、２ 、・・・、Ｎ−１）番目のデイ
ジタルサプフクで）の進み器、７５は７サンプルの遅れ
器。
７６は加算器である。
第３図は内挿型（ｍ＝２の場合）サブフィルタの入出力
タイミングを示す。
タイミングを示す。
第４図は本発明に用いる信号内挿回路を示す。
４１はリセット可能なカウンタ、４２はＲＯＭ 。
４３Ｒ，４３Ｉ はシフトレジスタ、４４Ｒ−１〜４
４Ｒ−３，４４Ｉ−１〜４４Ｉ−３は乗算器、４５Ｒ。
４Ｒ−３，４４Ｉ−１〜４４Ｉ−３は乗算器、４５Ｒ。
４５Ｉは加算器である。
第５図は本発明に用いる周波数シフト回路である。５１
はカウンタ、５２Ｒ，５２Ｉは各々部（（ｉ−（Ｍ−１
）／２）Δωｔ） 、 ｓｉｎ （（ｉ （Ｍ ］−）
／２）Δωｔ）を発生するＲＯＭである。ここで時刻ｔ
はカウンタ５１によるアドレス制御で指定される。５３
Ｒ，５３ＩはＤ−Ｆ／Ｆ（フリップフロップ）、５４
Ｒ−１゜５４Ｒ−２，５４Ｉ−１，５４Ｉ−２はミキサ
、５５Ｒ。
はカウンタ、５２Ｒ，５２Ｉは各々部（（ｉ−（Ｍ−１
）／２）Δωｔ） 、 ｓｉｎ （（ｉ （Ｍ ］−）
／２）Δωｔ）を発生するＲＯＭである。ここで時刻ｔ
はカウンタ５１によるアドレス制御で指定される。５３
Ｒ，５３ＩはＤ−Ｆ／Ｆ（フリップフロップ）、５４
Ｒ−１゜５４Ｒ−２，５４Ｉ−１，５４Ｉ−２はミキサ
、５５Ｒ。
５５Ｉは加算器である。
第６図は従来のＴＭＵＸの出力信号と本発明によるＭＳ
−ＴＭＵＸの基本フィルタと出力信号のスペクトルの関
係及び本発明のＦＤＭ分波回路のスペクトル動作を示す
。
−ＴＭＵＸの基本フィルタと出力信号のスペクトルの関
係及び本発明のＦＤＭ分波回路のスペクトル動作を示す
。
本発明の動作を第１図〜第６図によって説明する。ここ
ではｍ ＝ ２内挿サンプリングの場合について説明す
る。ＭＳ−ＴＭＵＸの出カスベクトルは、第６図（ｄ）
に示す如く９周波数２Δｆでくり返すスペクトルを持つ
ので、 ＭＳ−ＴＭＵＸの基本フィルタ特性上。
ではｍ ＝ ２内挿サンプリングの場合について説明す
る。ＭＳ−ＴＭＵＸの出カスベクトルは、第６図（ｄ）
に示す如く９周波数２Δｆでくり返すスペクトルを持つ
ので、 ＭＳ−ＴＭＵＸの基本フィルタ特性上。
第６図（ｃ）に示すように、２Δｆよシも狭ければ。
Δｆよりも広い帯域幅でも折り返し歪みは生じない。
このため、第６図（Ｃ）の実線で示すように、従来のＴ
■■と同じ帯域幅を持つ場合でもフィルタ特性の急峻度
が相当にゆるやかで済むばかシでなく、第６図（Ｃ）に
破線で示すように、Δｆ内で完全に平坦な基本フィルタ
特性をも実現できる。
■■と同じ帯域幅を持つ場合でもフィルタ特性の急峻度
が相当にゆるやかで済むばかシでなく、第６図（Ｃ）に
破線で示すように、Δｆ内で完全に平坦な基本フィルタ
特性をも実現できる。
ＭＳ−［Ｘ Δｆの出力はスイッチマトリクス２２によ
り、Δｆよりも広い帯域幅の信号は内挿回路２３−１〜
２３−５に接続される。それ以外のチャネルは内挿回路
２３−６〜２３−Ｋに接続される。各内挿回路は、第４
図に示すように、 ＦＩＲ型ＬＰＦを用いて各タップの
重みをＲＯＭ ４２から高速で読み出してきて、積和計
算を行う事により実行できる。
り、Δｆよりも広い帯域幅の信号は内挿回路２３−１〜
２３−５に接続される。それ以外のチャネルは内挿回路
２３−６〜２３−Ｋに接続される。各内挿回路は、第４
図に示すように、 ＦＩＲ型ＬＰＦを用いて各タップの
重みをＲＯＭ ４２から高速で読み出してきて、積和計
算を行う事により実行できる。
内挿の結果、スペクトルは、第６図（、）に示すものと
なる。
なる。
今、Δｆの２倍の帯域幅の信号を再生する場合を説明す
る。周波数シフト回路２４−１．２４−２によって、第
に＋１チヤンネルを＋Δω／２．第にチャネルを一Δω
／２だけ周波数シフトすると、第６図（ｆ）。
る。周波数シフト回路２４−１．２４−２によって、第
に＋１チヤンネルを＋Δω／２．第にチャネルを一Δω
／２だけ周波数シフトすると、第６図（ｆ）。
（ｇ）に示すスペクトルとなる。それらを加算すると。
加算器２５−１の出カス啄りトルは、第６図（ｈ）及び
第６図（ｉ）となる。即ち、実線の場合はそのまま出力
する事ができるが、破線の場合は、第６図（ｉ）のよう
にＯＨｚ近くの周波数特性が持ち上がるので。
第６図（ｉ）となる。即ち、実線の場合はそのまま出力
する事ができるが、破線の場合は、第６図（ｉ）のよう
にＯＨｚ近くの周波数特性が持ち上がるので。
第６図（ｊ）に示す周波数特性の後置フィルタ２６−１
を通して第６図（ｋ）に示すような、２Δｆで完全に平
坦な周波数特性を有するＴ■■を実現する事ができる。
を通して第６図（ｋ）に示すような、２Δｆで完全に平
坦な周波数特性を有するＴ■■を実現する事ができる。
同様の方法でΔｆの３倍、あるいは任意の整数倍の信号
をも無歪でＦＤＭ分波する事ができる。
をも無歪でＦＤＭ分波する事ができる。
本発明により次の効果を実現できる。
（１）基本帯域幅Δｆ内で完全に平坦な周波数特性をを
有し、かつ、Δｆの整数倍の帯域幅を有する信号をもＦ
ＤＭ分波する事ができる。
有し、かつ、Δｆの整数倍の帯域幅を有する信号をもＦ
ＤＭ分波する事ができる。
（２）従って２本ＦＤＭ分波回路を含みかつ完全に透明
な伝送路を設定する事ができる。
な伝送路を設定する事ができる。
（３） その結果、処理できる信号の変調方式やデー
タ速度は自由であり、既存のシステムにも容易に導入す
る事ができる。
タ速度は自由であり、既存のシステムにも容易に導入す
る事ができる。
（４） フィルタ群の帯域幅が可変なので９種々のデ
ータ速度が用いられる業務用ディジタル通信システムに
用いる事ができる。
ータ速度が用いられる業務用ディジタル通信システムに
用いる事ができる。
（５） ディジタル信号処理により、多数のフィルタ
群を小型・軽量に実現できるので２通信衛星や。
群を小型・軽量に実現できるので２通信衛星や。
小形局システムの中心局等に広汎な応用が期待できる。
第１図は本発明による可変帯域幅ＦＤＭ分波回路を示し
、第２図は第１図のＭＳ−ＴＭＵＸに用いる内挿型ディ
ジタルフィルタを示し、第３図は第２図の内挿型サブフ
ィルタの入出力信号タイミングを示し、第４図は第１図
の中の内挿回路を示し、第５図は第１図の中の周波数シ
フト回路を示し、第６図は従来例（図８２図ｂ）と本発
明（図０〜図ｋ）とを比較するためのフィルタ特性及び
出力信号特性を示した図、第７図は従来のディジタルト
ランスマルチプレクサＦＤＭ分波回路を示し、第８図は
トランスマルチプレクサの動作原理を説明するための図
で、第９図はディジタルフィルタの構成を示す。 図中、Δｆは倍数サンプリング型トランスマル数シフト
回路。
、第２図は第１図のＭＳ−ＴＭＵＸに用いる内挿型ディ
ジタルフィルタを示し、第３図は第２図の内挿型サブフ
ィルタの入出力信号タイミングを示し、第４図は第１図
の中の内挿回路を示し、第５図は第１図の中の周波数シ
フト回路を示し、第６図は従来例（図８２図ｂ）と本発
明（図０〜図ｋ）とを比較するためのフィルタ特性及び
出力信号特性を示した図、第７図は従来のディジタルト
ランスマルチプレクサＦＤＭ分波回路を示し、第８図は
トランスマルチプレクサの動作原理を説明するための図
で、第９図はディジタルフィルタの構成を示す。 図中、Δｆは倍数サンプリング型トランスマル数シフト
回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、チャネル周波数間隔Δｆ又はその整数倍の帯域幅の
チャネルから成るＦＤＭ信号を入力とし基本フィルタの
帯域幅が前記Δｆよりも広くＮ分波出力を前記Δｆのｍ
倍（ｍは２以上の整数で、通常は２）のサンプリング速
度で出力する倍数サンプリング型トランスマルチプレク
サ（以下、ＭＳ−ＴＭＵＸと略称する）と、該ＭＳ−Ｔ
ＭＵＸのＮ個の出力信号のうち、信号帯域幅が前記Δｆ
以内のものについてはそのまま出力すると共に、前記Δ
ｆよりも大きい帯域幅のチャネルについては、前記チャ
ネルの占有周波数に対応する前記ＭＳ−ＴＭＵＸの出力
ポート（対応するチャネル番号をｋ＋ｉ；ｉ＝０、１、
２、…、Ｍ−１とする）に各々接続するスイッチマトリ
クスと、前記出力ポートの出力信号のタイミング（前記
Δｆのｍ倍の内挿クロック）に基き、少くとも（Ｍ＋１
）Δｆ以上のサンプル周波数で動作するディジタルフィ
ルタにより信号内挿を行うディジタル信号内挿回路と、
該ディジタル信号内挿回路の出力に接続され前記チャネ
ルの順序に従って各々 （ｉ−（Ｍ−１）／２）２πΔｆｔ、（ｉ＝０、１、２
、…、Ｍ−１）なる周波数シフトを行うためのＭ個の周
波数シフト回路と、該周波数シフト回路の出力を総和す
る加算器とを有し、前記加算器の出力に於てＭ・Δｆな
る帯域幅のチャネル信号を得る事を特徴とする可変帯域
幅ＦＤＭ信号分波回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3255887A JPS63200636A (ja) | 1987-02-17 | 1987-02-17 | 可変帯域幅ｆｄｍ分波回路 |
| US07/155,301 US4785447A (en) | 1987-02-17 | 1988-02-12 | FDM demultiplexer using oversampled digital filters |
| DE3855244T DE3855244T2 (de) | 1987-02-17 | 1988-02-16 | FDM-Demultiplexer mit digitalen überabgetasteten Filtern |
| EP88102241A EP0280161B1 (en) | 1987-02-17 | 1988-02-16 | FDM demultiplexer using oversampled digital filters |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3255887A JPS63200636A (ja) | 1987-02-17 | 1987-02-17 | 可変帯域幅ｆｄｍ分波回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63200636A true JPS63200636A (ja) | 1988-08-18 |
| JPH0519342B2 JPH0519342B2 (ja) | 1993-03-16 |
Family
ID=12362239
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3255887A Granted JPS63200636A (ja) | 1987-02-17 | 1987-02-17 | 可変帯域幅ｆｄｍ分波回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63200636A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6014366A (en) * | 1996-04-15 | 2000-01-11 | Nec Corporation | Variable-bandwidth frequency division multiplex communication system |
-
1987
- 1987-02-17 JP JP3255887A patent/JPS63200636A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6014366A (en) * | 1996-04-15 | 2000-01-11 | Nec Corporation | Variable-bandwidth frequency division multiplex communication system |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0519342B2 (ja) | 1993-03-16 |
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