JPH05196654A - 測定装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 ありふれた性能の入力アンプを用いても入力
アンプのバイアス電流や入力インピーダンスが、測定誤
差にならない測定装置を提供すること。 【構成】 入力端子におけるバイアス電流がＩ_a、入力
インピーダンスがＲ_aである入力アンプと、この入力ア
ンプの出力信号をデジタル信号へ変換するＡＤ変換器
と、異なる既知の抵抗値を持ち一端がそれぞれ共通電位
に接続された２本の抵抗(R,r)と、測定端子に一端が接
続された抵抗(R_P)と、前記３本の抵抗の他端をそれぞれ
選択して入力アンプの入力端子へ導く第１スイッチ手段
(SW_a)と、測定端子(17)と共通電位間に接続された定電
流源(I_S)と第２スイッチ手段(SW_S)との直列回路と、Ａ
Ｄ変換器の出力信号を導入するとともに２つのスイッチ
手段の切替えを制御し信号発生源の内部電圧Ｖ_Oの値を
算出するμＰとを備えたもの。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、導入したアナログ信号
の大きさに応じた信号を得る測定装置に関するものであ
る。一般に測定装置は、入力バッファアンプを設けてい
るが、この入力バッファアンプの入力インピーダンス
と、バイアス電流は、測定値に誤差を与える。本願は、
主として前記誤差要因の影響を低減できる測定装置に関
する。

【０００２】

【従来の技術】測定対象の信号発生源から電圧、電流等
のアナログ信号を導入し、これをデジタル信号に変換し
て測定する測定装置がある。このような測定装置におい
ては、通常、入力部には演算増幅器等を用いて構成した
バッファアンプが用いられる。理想的なバッファアンプ
は、入力インピーダンスＲ_aが無限大で、入力部のバイ
アス電流Ｉ_aが０である。しかし現実のアンプは、各々
或る有限の値を持つので、測定値に誤差が生じる。

【０００３】例えば、バッファアンプに或る値のバイア
ス電流Ｉ_aがあると、このバイアス電流Ｉ_aは、測定端子
に接続された測定対象の信号発生源に流れる。信号発生
源は、出力インピーダンスＲ_sを持っているので、この
バイアス電流が流れることで、 Ｖ_bias＝Ｉ_a・Ｒ_s (1) の電圧が、信号発生源の出力端子に発生する。このよう
に発生した(1)式の電圧Ｖ_biasは、信号発生源の本来の
出力電圧Ｖ_iに重畳して、測定装置に加えられるので、
測定誤差となる。

【０００４】また、誤接続などによる過大入力から測定
装置の入力回路部の破損を防ぐため、通常、バッファア
ンプの前に入力保護回路が設けられる。理想的な入力保
護回路は、測定端子間から測定装置の中を見込んだ時
の、並列インピーダンスが無限大、直列インピーダンス
が０である。しかし現実の入力保護回路は、各々有限の
値を持つ。その結果、測定誤差が発生する。

【０００５】図２は、従来の測定装置の入力部を示した
ブロック図である。同図において、７は入力バッファア
ンプ（以下、単に入力アンプと記す）であり、理想アン
プ９と、この理想アンプ９の外部に接続されたバイアス
電流源Ｉ₊，Ｉ_-と、入力インピーダンスＲ₊，Ｒ_-で等価
的に表される。理想アンプ９は、入力インピーダンスが
無限大であり、バイアス電流は、０である。

【０００６】５は入力保護回路であり、この等価直列イ
ンピーダンスをＲ_Pで表している。このような構成で
は、入力保護回路５のインピーダンスＲ_Pには、バイア
ス電流Ｉ₊から別れた電流Ｉ_iが流れる。従って、図２の
理想アンプ９の(+)入力端子には、(2)式で表される電圧
Ｖ_Aが加えられることになる。Ｒ_Sは測定対象１の出力イ
ンピーダンスである。 Ｖ_A＝（Ｒ_P＋Ｒ_S）・Ｉ_i (2) この電圧Ｖ_Aは、バイアス電流Ｉ₊に起因して発生するも
のであり、測定対象１の電圧Ｖ_Oに重畳されて、測定装
置に加えられるから測定誤差になる。

【０００７】このような誤差は、(3)式で示すような値
の抵抗Ｒ_P’を(-)入力端子に接続することで低減でき
る。 Ｒ_P’＝Ｒ_P＋Ｒ_S (3) 即ち、この(-)入力端子の抵抗Ｒ_P’にも、バイアス電流
Ｉ_-から別れた電流Ｉ_iが流れる（通常の演算増幅器で
は、Ｉ₊＝Ｉ_-である）。従って、この時、抵抗Ｒ_P’に
発生する電圧をＶ_Bとすると、 Ｖ_B＝Ｒ_P’・Ｉ_i (4) である。ここで(3)式の関係より、Ｖ_A＝Ｖ_B となるの
で、理想アンプ９の(+)、(-)入力端子間の電圧Ｖ_d＝Ｖ_A
−Ｖ_B＝０ となり、バイアス電流Ｉ₊，Ｉ_-の影響は、
除去される。

【０００８】しかし、測定対象１の出力インピーダンス
Ｒ_Sは、個々の測定対象毎にその値が異なるので、(3)式
の関係にあるキャンセル用の抵抗値Ｒ_P’を測定装置の
設計段階で定めることは、不可能である。このため、従
来の測定装置では、便宜的に Ｒ_P’＝Ｒ_P である抵抗Ｒ_P’を設けていた。即ち、従来装置では、
測定対象１の出力インピーダンスＲ_Sにより生じる誤差
のキャンセルは、行われていなかった。

【０００９】一方、プロセスコントロール等の分野で
は、熱電対によってフィールドの温度計測を行う場合、
一般に熱電対と測定装置とは長いケーブルで接続され、
また、避雷器が設けられる。このような場合、ケーブル
の長さや避雷器の有無などによって、測定装置から測定
対象１側（熱電対側）をみた出力インピーダンスＲ
_S（図２参照）は、０〜500Ω程度の値をとり、更にその
値は、温度等の要因によって変動する。

【００１０】ここで熱電対の起電力は数十mV程度である
ので、バイアス電流Ｉ₊に起因する電流Ｉ_i（図２参照）
の値によっては、抵抗Ｒ_Sでの電圧降下が、測定誤差と
して問題となる。そこで、熱電対を用いて温度測定を行
う場合（または、熱電対に限らず、微小な検出信号を導
入する場合）、プロセスコントロール等の分野では、バ
イアス電流が小さく、かつ入力インピーダンスの高い高
価なアンプを入力アンプ７として用いることで、測定誤
差の絶対値を抑えていた。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】一方、近年、測定器や
プロセス制御の分野では、装置の電子回路部分をＩＣ化
することが行われている。つまり、従来ではディスクリ
ートで組み立てていた或る電子回路部分を、１個のＩＣ
に置き換えることで、装置の高性能化、小型化、低価格
化、を図ることが行われている。このようにＩＣ化の観
点から図２の測定装置を見た場合、大きな問題がある。

【００１２】即ち、入力アンプ７として、バイアス電流
が小さく、且つ入力インピーダンスの高い増幅器をＩＣ
により実現しようとすると、その製造に特殊なＩＣプロ
セスやトリミング工程を要する。つまり、従来の図２の
回路（即ち、入力アンプ７としてバイアス電流が小さ
く、かつ入力インピーダンスの高いアンプを必要とする
回路）は、ＩＣ化に不適切な構成である。

【００１３】本発明の目的は、ありふれた性能の入力ア
ンプを用いても、この入力アンプのバイアス電流や入力
インピーダンスが、測定誤差にならない測定装置を提供
することである。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明は、測定端子に接
続された出力インピーダンスＲ_Sを持つ信号発生源の内
部電圧Ｖ_Oを測定する装置において、測定対象の信号を
導入する入力端子におけるバイアス電流がＩ_a、入力イ
ンピーダンスがＲ_aである入力アンプと、この入力アン
プの出力信号をデジタル信号へ変換するＡＤ変換器と、
異なる既知の抵抗値を持ち、一端がそれぞれ共通電位に
接続された２本の抵抗(R,r)と、前記測定端子に一端が
接続された抵抗(R_P)と、前記３本の抵抗の他端をそれぞ
れ選択して、入力アンプの前記入力端子へ導く第１スイ
ッチ手段(SW_a)と、第２スイッチ手段(SW_S)を介して電流
(I_S)を前記測定対象の信号へ重畳させ、測定端子(17)に
おける電流を変化させる定電流源(12)と、前記ＡＤ変換
器の出力信号を導入するとともに前記２つのスイッチ手
段の切替えを制御し、第１スイッチ手段で前記２本の抵
抗(R,r)をそれぞれ選択した時のＡＤ変換器の出力から
入力アンプのバイアス電流Ｉ_aと入力インピーダンスＲ_a
を算出し、第１スイッチ手段で抵抗(R_P)を選択し且つ第
２スイッチ手段をオンとオフさせた時のＡＤ変換器のそ
れぞれの出力値と前記算出したＩ_aとＲ_aの値とから信号
発生源の内部電圧Ｖ_Oの値を算出するマイクロプロセッ
サと、を備えるようにしたものである。

【００１５】

【作用】第１スイッチ手段で、２本の抵抗(R,r)をそれ
ぞれ選択すると、ＡＤ変換器のそれぞれの出力（AD_RとA
D_r）には、 AD_R＝Ｉ_a・（Ｒ//Ｒ_a） AD_r＝Ｉ_a・（ｒ//Ｒ_a） の関係がある。従ってこの２式から入力アンプのバイア
ス電流Ｉ_aと入力インピーダンスＲ_aは算出できる。

【００１６】第１スイッチ手段で抵抗(R_P)を選択し且つ
第２スイッチ手段をオフさせた時のＡＤ変換器の出力値
AD_Oには、 Ｖ_io＝AD_O・（R_a＋R_P）／R_a−I_a・(R_P//R_a） Ｉ_io＝（V_iO−AD_O）／R_P の関係がある。Ｖ_ioは、この場合の測定端子の電圧であ
り、Ｉ_ioは測定端子に流れる電流である。従って、前記
算出したＩ_aとＲ_aの値と測定値AD_Oを用いて、Ｖ_{i o}と、
Ｉ_ioを算出できる。

【００１７】また第１スイッチ手段で抵抗(R_P)を選択し
且つ第２スイッチ手段をオンさせた時のＡＤ変換器の出
力値AD_Sには、 Ｖ_iS＝AD_S・（R_a＋R_P）／R_a−I_a・(R_P//R_a） Ｉ_iS＝（V_is−AD_S）／R_P−I_S の関係がある。Ｖ_iSは、この場合の測定端子の電圧であ
り、Ｉ_iSは測定端子に流れる電流である。従って、前記
算出したＩ_aとＲ_aの値と測定値AD_Oを用いて、Ｖ_{i S}と、
Ｉ_iSを算出できる。

【００１８】一方、信号発生源の内部電圧Ｖ_Oには、 Ｖ_O＝（Ｖ_iS・Ｉ_io−Ｖ_io・Ｉ_iS）／（Ｉ_io−Ｉ_iS） なる関係があるので、マイクロプロセッサにて、前記算
出したＶ_io、Ｉ_io、Ｖ_iS、Ｉ_iSの値から信号発生源の内
部電圧Ｖ_Oの値を算出できる。

【００１９】

【実施例】図１は本発明に係る測定装置の要部構成例を
示す図である。同図において、20は本発明の測定装置で
あり、測定端子17と19を備えている。この測定装置20
は、これから説明するように、測定端子17，19に接続さ
れた出力インピーダンスＲ_Sを持つ信号発生源21の内部
電圧Ｖ_Oを入力アンプ11のバイアス電流Ｉ_aと入力インピ
ーダンスＲ_aの影響を受けることなく測定できる。21は
信号発生源であり、出力インピーダンスＲ_S、内部電圧
Ｖ_Oを持つものである。このような信号発生源の例とし
て、例えば熱電対等がある。

【００２０】11は入力アンプであり、図１の例では、
(+)入力端子に測定対象の信号を導いている。一方、(-)
入力端子は、直接、共通電位に接続される。なお、或る
抵抗を介して(-)入力端子を共通電位に接続しても本発
明は成立するが、ここでは発明を分かりやすく説明する
ため、(-)入力端子が、直接、共通電位に接続された例
で説明する。また、図１とは逆に、(-)入力端子に測定
対象の信号を導き、(+)入力端子を共通電位に接続して
も本発明は成立する。また、入力アンプ11に設けられる
帰還回路の図示は省略している。

【００２１】測定対象の信号を導入する(+)入力端子に
おけるバイアス電流をＩ_a、入力インピーダンスをＲ_aと
すると、本発明では、これらＩ_aとＲ_aの値がありふれた
数値の入力アンプであっても、測定値に影響を受けな
い。なお、図１においては、(-)入力端子を直接、共通
電位に接続したため、図２で説明した(-)入力端子の入
力インピーダンスＲ_-は、ショートされる。従って、図
１ではＲ_-の図示を省略した。また、(-)入力端子におけ
るバイアス電流Ｉ_-も入力インピーダンスＲ_-がショート
されているため、何ら電圧を誘起させない。従って、図
１では、(-)入力端子におけるバイアス電流Ｉ_-の図示も
省略した。また、13は、理想アンプであり、これについ
ては、図２で既述したものと同様である。

【００２２】10は入力アンプ11のアナログ出力信号をデ
ジタル信号へ変換するＡＤ変換器である。Ｒとｒは、値
が互いに異なる抵抗であり、その値はそれぞれ既知であ
る。そして一端がそれぞれ共通電位に接続され、他端
は、スイッチSW_aの切替え接点に接続されている。な
お、ここでは、ｒ<< Ｒ に設定されている。抵抗Ｒ
_Pは、例えば、図２で説明した入力保護回路（図１で図
示せず）の等価直列インピーダンスであり、その一端は
測定端子17に接続され、他端はスイッチSW_aの切替え接
点に接続されている。スイッチSW_aの固定接点は、入力
アンプ11の(+)入力端子に接続されている。

【００２３】12は定電流Ｉ_Sを出力する定電流源であ
り、その一端は、共通電位に接続される。定電流源12の
他端は、スイッチSW_Sを介して測定端子17に接続され
る。なお、測定端子19は、共通電位に接続される。15は
マイクロプロセッサ（以下、単にμＰ15と記す）であ
り、ＡＤ変換器10の出力信号を導入するとともに２つの
スイッチSW_aとSW_Sの切替えを制御する。そして、後述す
る演算を行い、信号発生源21の内部電圧Ｖ_Oの値を算出
する。

【００２４】以上のように構成された図１装置の動作を
説明する。

【００２５】＜Ａ＞ μＰ15は、スイッチSW_aを制御
して抵抗Ｒを入力アンプ11の入力端子に接続する。その
結果、入力アンプ11の(+)入力端子には、抵抗Ｒと入力
インピーダンスＲ_aの並列抵抗（Ｒ//Ｒ_a）が接続された
ことになる。従って、この並列抵抗にバイアス電流Ｉ_a
が流れるので、(5)式の右辺で表される電圧が入力アン
プ11から出力され、この時のＡＤ変換器10の出力をAD_R
とすると、 AD_R＝Ｉ_a・（Ｒ//Ｒ_a） (5) で表される。

【００２６】＜Ｂ＞ μＰ15は、スイッチSW_aを制御
して抵抗ｒを入力アンプ11の入力端子に接続する。その
結果、入力アンプ11の(+)入力端子には、抵抗ｒと入力
インピーダンスＲ_aの並列抵抗（ｒ//Ｒ_a）が接続された
ことになる。従って、(6)式の右辺で表される電圧が入
力アンプ11から出力され、この時のＡＤ変換器10の出力
をAD_rとすると、 AD_r＝Ｉ_a・（ｒ//Ｒ_a） (6) で表される。

【００２７】＜Ｃ＞ このように、(5)式と(6)式の関
係があるので、μＰ15は、(7),(8)式より、入力アンプ
のバイアス電流Ｉ_aと入力インピーダンスＲ_aを算出す
る。 Ｒ_a＝(AD_R−AD_r)・Ｒ・ｒ／（Ｒ・AD_r−ｒ・AD_R） (7) Ｉ_a＝(R-r)・AD_R・AD_r／（AD_R−AD_r)・Ｒ・ｒ (8)

【００２８】＜Ｄ＞ μＰ15は、スイッチSW_aを制御
して抵抗Ｒ_Pを入力アンプ11の入力端子に接続する。つ
まり、信号発生源21からの信号を入力アンプ11に導く。
且つμＰ15は、スイッチSW_Sをオフに制御する。この時
のＡＤ変換器10の出力値をAD_Oとすると、信号発生源21
から流出し入力アンプの(+)入力端子へ流れ込む電流
は、AD_O／R_a で表される。従って、この場合の測定端
子17の電圧Ｖ_ioは、この電流 AD_O／R_aにより発生する電
圧AD_O・（R_a＋R_P）／R_a から、バイアス電流I_aにより
発生する電圧I_a・(R_P//R_a）を減算することで、(9)式で
表される。 Ｖ_io＝AD_O・（R_a＋R_P）／R_a−I_a・(R_P//R_a） (9) また、測定入力端子17に流れる電流Ｉ_ioは、(10)式で表
される。 Ｉ_io＝（V_iO−AD_O）／R_P (10) (9)，(10)式のＶ_ioとＩ_ioは、(7)式と(8)式で算出した
Ｒ_a，Ｉ_aの値と、ここで得られた測定値AD_Oを用いてμ
Ｐ15にて算出できる（なお、R_Pの値は既知）。

【００２９】＜Ｅ＞ μＰ15は、スイッチSW_aを制御
して抵抗Ｒ_Pを入力アンプ11の入力端子へ接続し、信号
発生源21からの信号を入力アンプ11に導く。且つμＰ15
は、スイッチSW_Sをオンに制御し、定電流源12からの電
流Ｉ_Sを新たに加える。即ち、＜Ｄ＞の場合に対して、
測定入力端子17における電流を強制的に変化させる。こ
の時のＡＤ変換器10の出力値をAD_Sとすると、信号発生
源21及び定電流源12から流出し入力アンプの(+)入力端
子へ流れ込む電流は、AD_S／R_a で表される。従って、
この場合の測定端子17の電圧Ｖ_iSは、この電流 AD_S／R_a
により発生する電圧AD_S・（R_a＋R_P）／R_a から、バイ
アス電流I_aにより発生する電圧I_a・(R_P//R_a）を減算す
ることで、(11)式で表される。 Ｖ_iS＝AD_S・（R_a＋R_P）／R_a−I_a・(R_P//R_a） (11) また、測定入力端子17に流れる電流Ｉ_iSは、(11)式で表
される。 Ｉ_iS＝（V_is−AD_S）／R_P−I_S (12) (11)，(12)式のＶ_iSとＩ_iSは、(7)式と(8)式で算出した
Ｒ_a，Ｉ_aの値と、ここで得られた測定値AD_Sを用いてμ
Ｐ15にて算出できる（なお、R_Pの値は既知）。

【００３０】なお、この＜Ｅ＞項で既述したように、定
電流源12の作用は、測定端子17における電流値を変化さ
せることである。従って、図３のように抵抗R_Pと入力ア
ンプ11の間のラインに定電流I_Sを加えても本発明は成立
する。図３が図１と異なる点は、定電流源12の加える位
置が異なるだけである。なお、図３では、入力アンプ11
以降の構成の図示を省略した。

【００３１】＜Ｆ＞ ここで、信号発生源21の内部電
圧Ｖ_Oと出力インピーダンスＲ_Sには、次式の関係があ
る。 Ｖ_O＝Ｒ_S・Ｉ_io＋Ｖ_io (13) Ｖ_O＝Ｒ_S・Ｉ_iS＋Ｖ_iS (14) 従って、(13),(14)式より信号発生源21の内部電圧Ｖ_Oと
出力インピーダンスＲ_Sは、次式で表される。 Ｖ_O＝（Ｖ_iS・Ｉ_io−Ｖ_io・Ｉ_iS）／（Ｉ_io−Ｉ_iS） (15) Ｒ_S＝（Ｖ_iS−Ｖ_io）／（Ｉ_io−Ｉ_iS） (16) 従って、μＰ15にて、前記算出したＶ_io、Ｉ_io、Ｖ_iS、
Ｉ_iSの値から信号発生源の内部電圧Ｖ_Oの値と出力イン
ピーダンスＲ_Sを算出できる。

【００３２】(15)式で表される測定対象の電圧Ｖ_Oは、
実測値に基づいて算出されたものであり、信号発生源21
の出力インピーダンスＲ_S、入力保護回路の直列インピ
ーダンスR_P、入力アンプ11のバイアス電流I_a、及び入力
アンプ11の入力インピーダンスR_aの影響を受けない。な
お、必要に応じて、上記＜Ａ＞〜＜Ｆ＞の動作を繰り返
し、最新のデータに基づいて演算を行うようにしてもよ
い。

【００３３】なお、図１では(-)入力端子を直接共通電
位に接続した例で説明したが、或る値の抵抗RBを介して
共通電位に接続しても本発明は成立する。その理由を説
明する。この場合、この抵抗RBに(-)入力端子における
バイアス電流Ｉ_-が流れて、オフセット電圧Ｖ_OFF＝RB・
Ｉ_-が発生する。このオフセット電圧Ｖ_OFFは、(+)入力
端子に加えられる信号へ重畳されるが、直流値であるた
め容易にこれをキャンセルできる。例えば、このオフセ
ット電圧Ｖ_OFFを予め測定しておき、マイナスＶ_{O FF}を入
力アンプ11に加える方法やμＰ15にて、オフセット電圧
Ｖ_OFFの相当分だけ減算するようにしてもよい。

【００３４】また、上述した＜Ｄ＞のAD_Oと、＜Ｅ＞のA
D_Sの差にμＰ15で着目し、この差が大きい場合、信号発
生源21と測定装置20の結線異常であると判断し、μＰ15
からアラームを出すこともできる。

【００３５】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、測
定対象の電圧Ｖ_Oは、実測値に基づいて算出されたもの
であり、信号発生源21の出力インピーダンスＲ_S、入力
保護回路の直列インピーダンスR_P、入力アンプ11のバイ
アス電流I_a、及び入力アンプ11の入力インピーダンスR_a
の影響を受けない。そして、必要に応じて、上記＜Ａ＞
〜＜Ｆ＞の動作を繰り返すことで、最新のデータに基づ
いて演算を行うことができ、温度変化や経時変化などの
影響も低減できる。従って、ありふれた性能の入力アン
プを用いても、この入力アンプのバイアス電流や入力イ
ンピーダンスが、測定誤差にならず、ＩＣ化を容易に行
うことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る測定装置の構成例を示す図

【図２】従来の測定装置の構成例を示す図

【図３】本発明に係る測定装置の別の構成例を示す図

【符号の説明】 10 ＡＤ変換器 11 入力アンプ 12 定電流源 15 マイクロプロセッサ 17，19 測定端子 20 測定装置 SW_a，SW_S スイッチ

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】測定端子に接続された出力インピーダンス
   Ｒ_Sを持つ信号発生源の内部電圧Ｖ_Oを測定する装置にお
   いて、 測定対象の信号を導入する入力端子におけるバイアス電
   流がＩ_a、入力インピーダンスがＲ_aである入力アンプ
   と、 この入力アンプの出力信号をデジタル信号へ変換するＡ
   Ｄ変換器と、 異なる既知の抵抗値を持ち、一端がそれぞれ共通電位に
   接続された２本の抵抗(R,r)と、 前記測定端子(17)に一端が接続された抵抗(R_P)と、 前記３本の抵抗の他端をそれぞれ選択して、入力アンプ
   の前記入力端子へ導く第１スイッチ手段(SW_a)と、 第２スイッチ手段(SW_S)を介して電流(I_S)を前記測定対
   象の信号へ重畳させ、測定端子(17)における電流を変化
   させる定電流源(12)と、 前記ＡＤ変換器の出力信号を導入するとともに前記２つ
   のスイッチ手段の切替えを制御し、第１スイッチ手段で
   前記２本の抵抗(R,r)をそれぞれ選択した時のＡＤ変換
   器の出力から入力アンプのバイアス電流Ｉ_aと入力イン
   ピーダンスＲ_aを算出し、第１スイッチ手段で抵抗(R_P)
   を選択し且つ第２スイッチ手段をオンとオフさせた時の
   ＡＤ変換器のそれぞれの出力値と前記算出したＩ_aとＲ_a
   の値とから信号発生源の内部電圧Ｖ_Oの値を算出するマ
   イクロプロセッサと、を備えた測定装置。
2. 【請求項２】前記マイクロプロセッサが、 前記ＡＤ変換器からのデジタル信号を導入するとともに
   前記２つのスイッチ手段の切替えを制御し、 第１スイッチ手段で２本の抵抗(R,r)をそれぞれ選択し
   た時のＡＤ変換器の出力から入力アンプのバイアス電流
   Ｉ_aと入力インピーダンスＲ_aを算出し、 第１スイッチ手段で抵抗(R_P)を選択し、且つ第２スイッ
   チ手段をオフとした時のＡＤ変換器の出力と、前記算出
   したＩ_aとＲ_aの値から、測定端子に加えられた信号発生
   源からの電圧Ｖ_ioと電流Ｉ_ioを算出し、 第１スイッチ手段で抵抗(R_P)を選択し、且つ第２スイッ
   チ手段をオンとした時のＡＤ変換器の出力と、前記算出
   したＩ_aとＲ_aの値から、測定端子に加えられた信号発生
   源からの電圧Ｖ_iSと電流Ｉ_iSを算出し、 前記算出したＶ_ioとＩ_ioとＶ_iSとＩ_iSの値から信号発生
   源の内部電圧Ｖ_Oを算出する機能を有したものであるこ
   とを特徴とする請求項１記載の測定装置。