JPH05206747A

JPH05206747A - 広帯域増幅器

Info

Publication number: JPH05206747A
Application number: JP3557792A
Authority: JP
Inventors: Yasuhiro Ito; 康博伊藤
Original assignee: Iwatsu Electric Co Ltd
Current assignee: Iwatsu Electric Co Ltd
Priority date: 1992-01-27
Filing date: 1992-01-27
Publication date: 1993-08-13

Abstract

(57)【要約】【目的】広い範囲で周波数特性の変化がなく利得の可
変ができ、最適な周波数特性に調整できる機能を容易に
実現できる広帯域増幅器を提供すること。【構成】入力端子９からの入力信号を分圧する分圧比
可変の分圧器１０のインピーダンスＺ１，Ｚ２，Ｚ３
と、差動増幅器５０から構成されて、分圧器１０の分圧
比に周波数特性を持たせて周波数特性の調整を行なう。【効果】１）利得を可変しても増幅器の周波数特性が
変化しない。これによりオシロスコープにおいて、忠実
な波形を観測できる。２）利得を可変する素子の寄生イ
ンダクタンス、浮遊容量の影響を軽減でき、周波数特性
の劣化を改善できる。３）広帯域化が容易になる。４）
増幅器から離れた場所でも利得可変、周波数特性の調整
ができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、オシロスコープに使用
される広帯域増幅器に関するものである。具体的には、
周波数特性の良好な新規な広帯域増幅器を提供せんとす
るものである。

【０００２】

【従来の技術】図８（ａ）には利得の調整機能を有する
第１の従来例の差動増幅器の回路が示されている。ここ
で増幅されるべき信号は入力端子９から抵抗５１を介し
て接地されたトランジスタ５１のベースに印加される。
トランジスタ５１のエミッタはベースが接地されたトラ
ンジスタ５２のエミッタに抵抗Ｒ５３（抵抗値はＲ₅₃）
を介して接続され、両コレクタは負荷用の抵抗Ｒ５７，
Ｒ５８（抵抗値はＲ₅₇，Ｒ₅₈）を介して電源Ｖ_B に接
続されてコレクタ電流を供給し、両コレクタ間には利得
を可変するための可変抵抗Ｒ５９が接続され、両コレク
タの出力端子５７，５８から出力が得られる。両トラン
ジスタ５１，５２のエミッタは抵抗Ｒ５５，Ｒ５６（抵
抗値はＲ₅₅，Ｒ₅₆）を介して電源−Ｖ_C に接続され、エ
ミッタ電流が供給される。

【０００３】低い周波数での電圧利得は、ほぼ２Ｒ₅₇
／Ｒ₅₃ になる。ここでＲ₅₅＝Ｒ₅₆，Ｒ₅₇＝Ｒ₅₈であ
る。

【０００４】図８（ｂ）には第２の従来例が示されてい
る。図８（ａ）の回路の構成要素に対応するものには同
じ記号が付してある。図８（ａ）の回路と異なる点は可
変抵抗Ｒ５９（図８（ａ））が無く、可変抵抗Ｒ６４が
トランジスタ５１，５２の両エミッタ間に接続され、こ
れにより利得を可変している点である。

【０００５】図９には第３の従来例が示されている。図
８（ｂ）の回路の構成要素に対応するものには同じ記号
が付されており、その異なるところは、可変抵抗Ｒ６４
（図８（ｂ））に代えて、高周波における周波数特性を
補正するための補正回路６０が接続されている点であ
る。この補正回路６０には、可変コンデンサＣ６２，Ｃ
６３および可変抵抗Ｒ６３が含まれている。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】増幅すべき信号の周波
数が高くなると、可変抵抗Ｒ５９やＲ６４の寄生インダ
クタンス（配線によるものも含む）および浮遊容量の影
響で高い周波数における利得の低下や周波数特性の平坦
性の劣化（周波数特性の凸凹）が生じるという解決され
るべき課題が残されていた。

【０００７】また増幅器内部の各種の素子の寄生インダ
クタンス、浮遊容量とそれらのミラー効果により利得の
周波数特性が決まるが、可変抵抗Ｒ５９やＲ６４を可変
して利得を変えると、利得のみならず高周波特性までも
変化してしまうという未解決の課題があった。

【０００８】可変抵抗Ｒ５９やＲ６４の寄生インダクタ
ンスの影響を低減するために負荷抵抗Ｒ５７，Ｒ５８の
値を大きくすることも考えられるが、反面、周波数帯域
幅が狭くなり負荷抵抗の値を大きくすることにも限界が
あるという未解決の課題があった。

【０００９】利得を１以上にするためには、エミッタ帰
還用の可変抵抗Ｒ６４（抵抗値はＲ ₆₄）は、Ｒ₆₄＜２Ｒ
₅₇とするために、負荷抵抗を可変抵抗Ｒ５９により可変
する図８（ａ）の場合に比較して寄生インダクタンスの
影響は著しく大きくなる。このような増幅器を用いたオ
シロスコープにおいては、利得を可変したとき周波数特
性が変化すると、忠実な波形を観測できないという解決
されるべき課題が残されていた。

【００１０】さらに広帯域化するために、回路を集積
（ＩＣ）化して物理的に小型にしても、可変抵抗の寄生
インダクタンス、浮遊容量の影響で、その効果が阻害
されるという未解決の課題があった。一般に増幅器は周
波数が高くなると、その利得は低下するが、その対策と
して、図９のようにエミッタ帰還抵抗Ｒ５３と並列に、
可変コンデンサＣ６２，可変コンデンサＣ６３と可変抵
抗Ｒ６３を直列に接続してピーキングを施した回路にお
いて、可変コンデンサＣ６２，Ｃ６３や可変抵抗Ｒ６３
を調整し、高い周波数でエミッタ帰還抵抗を下げるよう
にして、最適な周波数特性が得られるようにしている
が、可変コンデンサＣ６２，Ｃ６３や可変抵抗Ｒ６３の
寄生インダクタンス、浮遊容量の影響で、周波数特性の
劣化が生ずるという未解決の課題があった。

【００１１】また、トランジスタ５１，５２のエミッタ
のインピーダンスは、低い周波数では数Ωと低いが、高
い周波数ではトランジスタ５１，５２の電流増幅率が低
下して等価的にトランジスタ５１，５２の内部エミッタ
抵抗が上昇する。このため、寄生インダクタンスの影響
でピーキングを十分に施こせなくなるという課題が残さ
れていた。

【００１２】さらに、広帯域化するために回路を集積
（ＩＣ）化して物理的に小型にしても、可変コンデンサ
Ｃ６２，Ｃ６３や可変抵抗Ｒ６３までの配線の影響で、
その効果が阻害されるという未解決の課題があった。こ
のような従来の増幅器においては、これらの可変抵抗や
可変コンデンサには寄生インダクタンス、浮遊容量の小
さい小型のものを選択し、最短で配線することが、要求
される。このため、これらの素子を増幅器の直近に配置
しなくてはならないという制約を生じるという解決され
るべき課題が残されていた。しかし、上記の個々の問題
に対する対策をとったとしても不十分な場合が多々あり
広帯域化の障害となっていた。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本発明はこのような課題
を解決するためになされたものであり、利得の可変、周
波数特性の調整を行なうために、負荷抵抗や、帰還抵抗
を変える手段をとらずに、差動増幅器の一方の入力端子
に増幅されるべき信号を印加し、同じ増幅されるべき信
号を所望の周波数特性を有する分圧器にも印加し、分圧
した出力を差動増幅器の他方の入力端子に印加するよう
にした。

【００１４】

【作用】このような分圧器の採用により利得の可変、周
波数特性の調整を行なうようにして、可変素子の寄生イ
ンダクタンス、浮遊容量の影響を軽減し、分圧器の分圧
比に所望の周波数特性を持たせることにより増幅器の利
得の周波数特性の調整を行なうことを可能とした。

【００１５】

【実施例】図１には本発明の原理を説明するための回路
を示している。入力端子９に印加された増幅されるべき
信号は、差動増幅器５０の一方の入力端子と分圧器１０
ａ（図１（ａ））または１０ｂ（図１（ｂ））に印加さ
れ、分圧された出力は差動増幅器５０の他方の入力端子
に印加され、差動増幅されてその出力は出力端子５７，
５８に得られる。

【００１６】ここで、図１の分圧器１０ａまたは１０ｂ
にはインピーダンスＺ１（インピーダンスの値は
Ｚ₁），Ｚ２（インピーダンスの値はＺ₂）およびＺ３
が含まれ、分圧比Ｋは、Ｋ＝Ｚ₂／（Ｚ₁＋Ｚ₂）（１）となる。差動増幅器５０の利得をＡとすると、入力端子
９から出力端子５７，５８に至る全体の利得Ｇは、Ｇ＝（１−Ｋ）Ａ（２）となる。ここでＺ₂＝０とすれば、すなわち、差動増幅
器５０の他方の入力端子を接地した状態となり、従来の
差動増幅器と同じになる。ここで、分圧比Ｋに周波数特
性をもたせれば、全体の利得Ｇの周波数特性を任意に設
定できる。

【００１７】図２には本発明の具体的な第１の実施例
（ａ）および第２の実施例（ｂ）が示されている。ここ
において図１，図８および図９の構成要素に対応するも
のには同じ記号を付してあるから、相違点について説明
する。

【００１８】差動増幅器５０には従来例のような可変の
負荷抵抗である可変抵抗Ｒ５９（図８（ａ））や、エミ
ッタの可変帰還抵抗である可変抵抗Ｒ６４（図８
（ｂ））を用いず、分圧器１０ａに含まれた抵抗Ｒ１１
（抵抗値はＲ₁₁）と可変抵抗Ｒ１２（抵抗値はＲ₁₂）を
可変して分圧比Ｋを可変している。（図２（ａ）の場
合）。ここで分圧比Ｋは、Ｋ＝Ｒ₁₂／（Ｒ₁₁＋Ｒ₁₂）（３）である。

【００１９】オシロスコープ用の広帯域増幅器における
入力端子９における入力抵抗は、図２（ａ）の場合２つ
のインピーダンスＺ１，Ｚ２の和の抵抗値であり、それ
は数１０オームないし数１００オームに設定される。入
力抵抗の値は得られる周波数特性には大きな影響は与え
ないで、分圧器１０ａ，１０ｂに使用する可変抵抗器の
寄生インダクタンスや浮遊容量が無視できる任意の値に
設定することができる。これは差動増幅器５０の負荷抵
抗Ｒ５７，Ｒ５８やエミッタの帰還用の抵抗Ｒ５３を変
えることなく、すなわち、差動増幅器５０の周波数特性
を変えることなく、利得Ｇを可変できる特徴がある。抵
抗Ｒ１１を可変しても利得Ｇを可変できることは明らか
である。

【００２０】図２（ｂ）は図１（ｂ）の分圧器１０ｂの
π型の減衰器を３つの可変抵抗器Ｒ１３〜Ｒ１５で構成
したものであり、減衰量を可変したときにトランジスタ
５２のベース端子における抵抗値を常に一定に保つこと
ができる。

【００２１】図３には本発明の第３の実施例（ａ）およ
び第４の実施例（ｂ）が示されている。分圧器１０ａお
よび１０ｂには伝送線路１１および１２が含まれてお
り、オシロスコープの信号入力接栓である入力端子９か
ら差動増幅器５０までの距離がある場合に適している。
抵抗Ｒ１８およびＲ１９の抵抗値Ｒ₁₈およびＲ₁₉を伝送
線路１１および１２の特性インピーダンスにそれぞれ等
しくするならば、伝送線路１１の端子９側からみたイン
ピーダンスは常にＲ₁₈に等しく、伝送路１２の可変抵抗
Ｒ１７側からみたインピーダンスは常にＲ₁₉に等しくな
る。可変抵抗Ｒ１７を可変することにより分圧比Ｋが可
変される。この分圧比Ｋは式（３）で表わされ、Ｒ₁₁は
Ｒ₁₆で、Ｒ₁₂は、Ｒ₁₇Ｒ₁₉／（Ｒ₁₇＋Ｒ₁₉）でそれぞれ
置き代えられる。ここで抵抗Ｒ１６の抵抗値を可変し
ても分圧比Ｋを可変できることは明らかである。

【００２２】図３（ｂ）の場合には、抵抗Ｒ２３，Ｒ１
９の抵抗値Ｒ₂₃，Ｒ₁₉をそれぞれ伝送線路１２の特性イ
ンピーダンスに等しく設定し、可変抵抗Ｒ２２の抵抗値
Ｒ₂₂の可変範囲をＲ₂₂＞＞Ｒ₂₃の範囲に限定するなら
ば、伝送線路１２の両端でインピーダンス整合が得られ
るから、良好な周波特性を得ることができる。伝送線路
１１に対しては、その特性インピーダンスに等しい抵抗
値Ｒ₂₁を有する抵抗Ｒ２１を付加することにより、その
両端においてインピーダンス整合が得られる。この抵抗
値Ｒ₂₁は、信号源インピーダンスが並列に付加された場
合の値である。また、伝送線路１２の特性インピーダン
スに等しい抵抗値Ｒ₁₉が、Ｒ₁₉＝１／〔１／｛１／（１／Ｒ₂₁＋１／Ｒ₁₈）＋Ｒ₂₂｝＋１／Ｒ₂₃〕（４）が成立するように抵抗値Ｒ₁₈，Ｒ₂₁，Ｒ₂₂，Ｒ₂₃を選べ
ば伝送線路１２の両端でインピーダンス整合がとれるか
ら、多重反射が無くなり周波数特性を平坦にすることが
できる。この場合には、分圧比Ｋを変えるためには、抵
抗値Ｒ₂₁，Ｒ₂₂，Ｒ₂₃を同時に可変しなければならな
い。

【００２３】図３（ａ），（ｂ）に示す回路構成を用い
る場合には、可変抵抗器Ｒ１７，Ｒ２２は差動増幅器５
０から離れた場所にあっても図２（ａ），（ｂ）に示し
た回路構成と同様の効果を得ることができ、部品の配置
に自由度が生じる。広帯域化するために回路を集積（Ｉ
Ｃ）化して小型にした場合にその効果が大きい。

【００２４】図４には本発明の第５の実施例（ａ）およ
び第６の実施例（ｂ）が示されている。ここでは分圧器
１０ａの分圧比Ｋに周波数特性をもたせている。図４
（ａ）では、図２（ａ）の可変抵抗Ｒ１２に並列に可変
コンデンサＣ１１（キャパシタンスはＣ₁₁）を付加した
ものであり、式（１）のインピーダンス値Ｚ₂ は、Ｚ₂=１／｛（１／Ｒ₁₂）＋ｊ２πｆＣ₁₁ ｝（５）と書き代えることができる。図４（ｂ）は図２（ａ）の
抵抗Ｒ１１に直列に可変インダクタンスＬ１２（インダ
クタンスの値はＬ₁₂）を接続したものであり、式（１）
のインピーダンス値Ｚ₁は、Ｚ₁ ＝Ｒ₁₁＋_j２πｆＬ₁₂ （６）と書き代えることができる。

【００２５】図５には図４（ａ），（ｂ）に示した回路
の周波数特性が示されている。太い実線ＡはＣ₁₁＝０，
Ｌ₁₂＝０にしたときの入力端子９と出力端子５７，５８
間の全体の利得Ｇの周波数ｆに対する特性を示してい
る。細い実線ＢはＲ₁₂＝０にしたときの全体の利得Ｇの
周波数ｆに対する特性を示している。破線Ｃは図４
（ａ）または（ｂ）に示すように可変コンデンサＣ１１
または可変インダクタンスＬ１２を付加した場合の周波
数特性であり、広帯域化が図れることを示している。こ
の場合の入力抵抗値Ｒ₁₁＋Ｒ₁₂は、周波数特性には大き
な影響は与えないので、可変コンデンサＣ１１の寄生イ
ンダクタンスや可変インダクタンスＬ１２の浮遊容量の
影響が無視できるような任意の値に設定することができ
る。

【００２６】図６には本発明の第７の実施例（ａ）およ
び第８の実施例が示されている。図６は図３（ａ）の回
路に対応しており、インダクタンスＬ１１（インダクタ
ンスの値はＬ₁₁）を抵抗Ｒ１６に直列接続（図６
（ａ））することにより、または可変コンデンサＣ１１
を抵抗Ｒ２３に並列接続することにより、全体の利得Ｇ
の周波数特性を改善している。図６の回路は入力端子か
ら離れた位置に差動増幅器５０を設ける場合に効果的で
ある。ここで伝送線路１１，１２の両端で整合をとるた
めには、２πｆＬ₁₁＜＜Ｒ₁₆ １／（２πｆＣ₁₁）＞＞Ｒ₂₃ に設定する必要がある。

【００２７】図７には本発明の第９の実施例が示されて
いる。この回路は図４（ｂ）に対応するものであり、可
変抵抗Ｒ１２（図４（ｂ））に代えて固定の抵抗Ｒ２４
を、固定の抵抗Ｒ１１（図４（ｂ））に代えて可変抵抗
Ｒ２５を用いて全体の利得Ｇの周波数特性を最適に調整
できるようにしている。

【００２８】以上の説明においては、図１のインピーダ
ンスＺ１，Ｚ２による分圧器１０ａ，１０ｂの周波数特
性をもたせるための素子として、インダクタンスやコン
デンサを付加した場合を示したが、インダクタンス，コ
ンデンサおよび抵抗を組合せた各種の回路を用いても同
様に所望の周波数特性を得ることができることは明らか
である。また可変抵抗としては電界効果トランジスタ
を、可変コンデンサとしては可変容量ダイオード等の可
変素子を使用することができることも明白であり、この
場合には、ＣＰＵによる制御が可能となるから、遠隔操
作や自動調整をすることができる。

【００２９】

【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
によるならば、効果はつぎのようになる。

【００３０】１）従来のようにエミッタ帰還抵抗、また
は負荷抵抗を変える手段をとらず、周波数特性に与える
影響が少ない場所で利得の可変が行なえる特徴がある。
これによりオシロスコープにおいても、忠実な波形を観
測できる効果がある。

【００３１】２）利得を可変する素子の寄生インダクタ
ンス、浮遊容量の影響を軽減でき、周波数特性の劣化を
改善できる。

【００３２】３）ピーキングをかけて利得の周波数特性
を最適に調整する場合においても、利得を可変する素子
の寄生インダクタンスや浮遊容量の影響が少ないから、
広帯域化が容易になる。

【００３３】４）さらに、一定の特性インピーダンスの
伝送線路を用いると、差動増幅器から離れた場所でも利
得可変、周波数特性の調整をできるため、回路の実装に
自由度が生じる。とくに、広帯域化するために回路を集
積（ＩＣ）化して物理的に小型にした場合にその効果は
大きい。

【００３４】５）可変抵抗に電界効果トランジスタを、
可変コンデンサに可変容量ダイオードを使用すると、Ｃ
ＰＵを介して遠隔操作、調整が可能となる。

【００３５】したがって本発明の効果は極めて大きい。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の原理を説明するための原理図である。

【図２】本発明の第１（ａ）および第２（ｂ）の実施例
を示す回路図である。

【図３】本発明の第３（ａ）および第４（ｂ）の実施例
を示す回路図である。

【図４】本発明の第５（ａ）および第６（ｂ）の実施例
を示す回路図である。

【図５】図４に示した第５および第６の実施例の周波数
特性図である。

【図６】本発明の第７（ａ）および第８（ｂ）の実施例
を示す回路図である。

【図７】本発明の第９の実施例を示す回路図である。

【図８】第１（ａ）および第２（ｂ）の従来例を示す回
路図である。

【図９】第３の従来例を示す回路図である。

【符号の説明】

９入力端子１０ａ，１０ｂ分圧器１１，１２伝送線路５０差動増幅器５１，５２トランジスタ５７，５８出力端子６０補正回路Ｃ１１，Ｃ６２，Ｃ６３可変コンデンサＬ１１インダクタンスＬ１２可変インダクタンスＲ１１，Ｒ１６，Ｒ１８，Ｒ１９，Ｒ２１，Ｒ２３，Ｒ２４，Ｒ５１，Ｒ５３，Ｒ５５〜Ｒ５８抵抗Ｒ１２〜Ｒ１５，Ｒ１７，Ｒ２２，Ｒ２５，Ｒ５９，Ｒ６３，Ｒ６４可変抵抗Ｚ１〜Ｚ３インピーダンス

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力信号を所定の周波数特性をもって分
圧した出力を得るための分圧手段（１０ａ，１０ｂ）
と、前記入力信号を一方の入力端子に印加され、前記分圧手
段からの分圧した出力を他方の入力端子に印加された差
動増幅手段（５０）とを含む広帯域増幅器。