JPH0520705B2 - - Google Patents
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- JPH0520705B2 JPH0520705B2 JP62001914A JP191487A JPH0520705B2 JP H0520705 B2 JPH0520705 B2 JP H0520705B2 JP 62001914 A JP62001914 A JP 62001914A JP 191487 A JP191487 A JP 191487A JP H0520705 B2 JPH0520705 B2 JP H0520705B2
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- JP
- Japan
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- signal
- value
- circuit
- logarithmically
- amplified
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は振幅特性が任意の分布を呈する雑音信
号から物標信号を識別する物標信号識別装置に関
する。
号から物標信号を識別する物標信号識別装置に関
する。
［従来の技術］
レーダ観測においては捕捉すべき目標物体（以
下、ターゲツトという）を検出するために、物体
近傍からの不要な反射波（以下、クラツタとい
う）をいかに抑圧し、目標物体からの信号（以
下、物標信号という）をいかに検出するかが問題
になる。クラツタには地表面からの反射によるグ
ランド・クラツタ、海面からの反射によるシーク
ラツタ等がある。
下、ターゲツトという）を検出するために、物体
近傍からの不要な反射波（以下、クラツタとい
う）をいかに抑圧し、目標物体からの信号（以
下、物標信号という）をいかに検出するかが問題
になる。クラツタには地表面からの反射によるグ
ランド・クラツタ、海面からの反射によるシーク
ラツタ等がある。
従来の物標信号識別装置は適当な雑音分布を規
定し、この雑音分布に基づいて物標信号を識別す
るようにしていた。
定し、この雑音分布に基づいて物標信号を識別す
るようにしていた。
［発明が解決しようとする問題点］
ところで、従来の物標信号識別方法は、雑音分
布が規定したもの以外のものであるときは、物標
信号を識別できないという問題があつた。
布が規定したもの以外のものであるときは、物標
信号を識別できないという問題があつた。
本発明は上記問題点を解決するためになされた
もので、任意の雑音分布を呈する雑音信号から物
標信号を識別する物標信号識別装置を提供するこ
とを目的とする。
もので、任意の雑音分布を呈する雑音信号から物
標信号を識別する物標信号識別装置を提供するこ
とを目的とする。
［問題点を解決するための手段］
そこで、本発明では任意の分布を呈する雑音の
混入している入力信号Ｘを対数増幅した対数増幅
信号Ｙから対数増幅信号Ｙの平均値を減じた信号
を逆対数増幅した対数増幅・逆対数増幅信号Ｚを
出力する対数増幅・逆対数増幅手段と、 逆対数増幅信号Ｚの分散値σ2を出力する分散値
演算手段と、 分散値σ2をｋ乗した非線形信号Ｕを出力する非
線形演算手段とから物標信号識別装置を構成す
る。
混入している入力信号Ｘを対数増幅した対数増幅
信号Ｙから対数増幅信号Ｙの平均値を減じた信号
を逆対数増幅した対数増幅・逆対数増幅信号Ｚを
出力する対数増幅・逆対数増幅手段と、 逆対数増幅信号Ｚの分散値σ2を出力する分散値
演算手段と、 分散値σ2をｋ乗した非線形信号Ｕを出力する非
線形演算手段とから物標信号識別装置を構成す
る。
［作 用］
上記構成の物標信号識別装置は、対数増幅・逆
対数増幅手段が入力信号Ｘを対数増幅した対数増
幅信号Ｙから対数増幅信号Ｙの平均値を減じた信
号を逆対数増幅した対数増幅・逆対数増幅信号Ｚ
を出力し、分散値演算手段が対数増幅・逆対数増
幅信号Ｚの 分散値σ2を算出し、非線形演算手段が分散値σ2
をｋ乗した非線形信号Ｕを出力する。
対数増幅手段が入力信号Ｘを対数増幅した対数増
幅信号Ｙから対数増幅信号Ｙの平均値を減じた信
号を逆対数増幅した対数増幅・逆対数増幅信号Ｚ
を出力し、分散値演算手段が対数増幅・逆対数増
幅信号Ｚの 分散値σ2を算出し、非線形演算手段が分散値σ2
をｋ乗した非線形信号Ｕを出力する。
［実施例］
以下、本発明の一実施例を添付図面を参照して
詳細に説明する。
詳細に説明する。
まず、本発明に係る物標信号検出装置の信号処
理論を説明する。
理論を説明する。
本発明に係る物標信号検出装置は振幅特性が任
意の分布を呈する雑音信号から物標信号を検出す
るものであるが、ここでは、振幅強度ｘがワイブ
ル分布（Weibull分布）及び対数正規分布（Log
−normal分布）を呈する場合について説明する。
意の分布を呈する雑音信号から物標信号を検出す
るものであるが、ここでは、振幅強度ｘがワイブ
ル分布（Weibull分布）及び対数正規分布（Log
−normal分布）を呈する場合について説明する。
振幅強度ｘがワイブル分布に従い、その確率密
度関数PC（Ｘ）が、 PC（Ｘ）＝（ｃ／ｂ）（ｘ／ｂ）C-1EXP［−（Ｘ／ｂ）
C］……(1) （ここで、ｂはスケールパラメータ、ｃは形状
パラメータである。）である受信信号を対数増幅
した対数増幅信号Ｙ（Ｙ＝a0ln（b0X）から対数増
幅信号Ｙの平均値〈Ｙ〉を減じた信号Ｖ（Ｖ＝Ｙ
−〈Ｙ〉）を逆対数増幅すると、初期のＳ／Ｎ比が
保たれる。逆対数増幅回路の増幅特性 Ｚ＝C0EXP（d0V） ……(2) （ここで、C0、d0は逆対数増幅回路の利得を決
める定数）として a0・d0＝１ ……(3) なる関係を与えると、逆対数増幅回路の出力Ｚの
平均値〈Ｚ〉及び二乗平均値〈Z2〉はそれぞれ、 〈Ｚ〉＝∫∞ 0ZPC（Ｘ）dX ＝C0EXP（γ／Ｃ）Γ（１／Ｃ＋１） ……(4) 〈Z2〉＝∫∞ 0Z2PC（Ｘ）dX ＝C2 0EXP（2γ／Ｃ）Γ（２／Ｃ＋１）……(5) となる。従つて分散値σ2は σ2＝〈Z2〉−〈Ｚ〉2 ＝C2 0EXP（2γ／Ｃ）（Γ（２／Ｃ＋１）−Γ2（
１／Ｃ＋ １）） ……(6) となる。この分散値σ2を表示することにより雑音
信号NS中の物標信号OSを観察することができ
る。
度関数PC（Ｘ）が、 PC（Ｘ）＝（ｃ／ｂ）（ｘ／ｂ）C-1EXP［−（Ｘ／ｂ）
C］……(1) （ここで、ｂはスケールパラメータ、ｃは形状
パラメータである。）である受信信号を対数増幅
した対数増幅信号Ｙ（Ｙ＝a0ln（b0X）から対数増
幅信号Ｙの平均値〈Ｙ〉を減じた信号Ｖ（Ｖ＝Ｙ
−〈Ｙ〉）を逆対数増幅すると、初期のＳ／Ｎ比が
保たれる。逆対数増幅回路の増幅特性 Ｚ＝C0EXP（d0V） ……(2) （ここで、C0、d0は逆対数増幅回路の利得を決
める定数）として a0・d0＝１ ……(3) なる関係を与えると、逆対数増幅回路の出力Ｚの
平均値〈Ｚ〉及び二乗平均値〈Z2〉はそれぞれ、 〈Ｚ〉＝∫∞ 0ZPC（Ｘ）dX ＝C0EXP（γ／Ｃ）Γ（１／Ｃ＋１） ……(4) 〈Z2〉＝∫∞ 0Z2PC（Ｘ）dX ＝C2 0EXP（2γ／Ｃ）Γ（２／Ｃ＋１）……(5) となる。従つて分散値σ2は σ2＝〈Z2〉−〈Ｚ〉2 ＝C2 0EXP（2γ／Ｃ）（Γ（２／Ｃ＋１）−Γ2（
１／Ｃ＋ １）） ……(6) となる。この分散値σ2を表示することにより雑音
信号NS中の物標信号OSを観察することができ
る。
次に、第１図は本発明に係る物標信号検出装置
のブロツク図である。第１図において、対数増
幅・逆対数増幅手段１０は第３図に示した信号
Ｘ、即ち振幅がｘである受信信号Ｘを対数増幅し
た対数増幅信号Ｙから対数増幅信号Ｙの平均値
〈Ｙ〉を減じ、さらに逆対数増幅した対数増幅・
逆対数増幅信号Ｚを二乗平均値算出手段２０及び
平均値の二乗値算出手段３０にそれぞれ出力す
る。対数増幅・逆対数増幅手段１０は対数増幅回
路１１、シフトレジスタ等によつて構成される遅
延回路１２、積算回路１３、割算回路１４、減算
回路１５及び逆対数増幅回路１６から構成されて
おり、前述の対数増幅・逆対数増幅信号Ｚを出力
する。即ち、対数増幅回路１１が入力信号Ｘを対
数増幅して、対数増幅信号Ｙを出力し、遅延回路
１２が対数増幅信号Ｙを標本化・量子化して対数
増幅信号Ｙの振幅ｙに対応するｎ個の標本値Y1、
Y2、…、Yoを取り出し、積算回路１３がｎ個の
標本値Y1、Y2、…、Yoの積算値 o 〓i=1 Yi ……(7) を算出し、割算回路１４が積算値をｎで除し積算
値の平均値、即ち対数増幅信号Ｙの平均値〈Ｙ〉 １／ｎo 〓i=1 Yi ……(8) を算出する。さらに、減算回路１５が対数増幅信
号Ｙから対数増幅信号Ｙの平均値〈Ｙ〉を減じ、
逆対数増幅回路１６が対数増幅信号Ｙから対数増
幅信号Ｙの平均値〈Ｙ〉を減じた信号Ｖを逆対数
増幅し、対数増幅・逆対数増幅信号Ｚ （Ｚ＝C0EXP（D0V））を出力する。
のブロツク図である。第１図において、対数増
幅・逆対数増幅手段１０は第３図に示した信号
Ｘ、即ち振幅がｘである受信信号Ｘを対数増幅し
た対数増幅信号Ｙから対数増幅信号Ｙの平均値
〈Ｙ〉を減じ、さらに逆対数増幅した対数増幅・
逆対数増幅信号Ｚを二乗平均値算出手段２０及び
平均値の二乗値算出手段３０にそれぞれ出力す
る。対数増幅・逆対数増幅手段１０は対数増幅回
路１１、シフトレジスタ等によつて構成される遅
延回路１２、積算回路１３、割算回路１４、減算
回路１５及び逆対数増幅回路１６から構成されて
おり、前述の対数増幅・逆対数増幅信号Ｚを出力
する。即ち、対数増幅回路１１が入力信号Ｘを対
数増幅して、対数増幅信号Ｙを出力し、遅延回路
１２が対数増幅信号Ｙを標本化・量子化して対数
増幅信号Ｙの振幅ｙに対応するｎ個の標本値Y1、
Y2、…、Yoを取り出し、積算回路１３がｎ個の
標本値Y1、Y2、…、Yoの積算値 o 〓i=1 Yi ……(7) を算出し、割算回路１４が積算値をｎで除し積算
値の平均値、即ち対数増幅信号Ｙの平均値〈Ｙ〉 １／ｎo 〓i=1 Yi ……(8) を算出する。さらに、減算回路１５が対数増幅信
号Ｙから対数増幅信号Ｙの平均値〈Ｙ〉を減じ、
逆対数増幅回路１６が対数増幅信号Ｙから対数増
幅信号Ｙの平均値〈Ｙ〉を減じた信号Ｖを逆対数
増幅し、対数増幅・逆対数増幅信号Ｚ （Ｚ＝C0EXP（D0V））を出力する。
ここで、対数増幅・逆対数増幅手段１０を使用
する理由を説明する。いま入力信号Ｘのダイナミ
ツクレンジが大きい場合に、この入力信号を通常
の線形増幅器で増幅すると、入力信号の振幅値が
大きい場合には出力信号が飽和してしまう。そこ
で入力信号の振幅値が大きい場合には、線形増幅
振幅値よりも振幅値を圧縮して、出力信号を飽和
させない対数増幅器でまず増幅し、該対数増幅信
号からその平均値を減算処理した振幅偏差信号を
得るが、この振幅偏差信号は振幅圧縮された信号
値であるので、次段の逆対数増幅器で増幅するこ
とにより、ダイナミツクレンジの非常に大きい理
想的な線形増幅器を使用した場合と等価な、リニ
ア特性を有する振幅偏差信号Ｚを得ることができ
る。
する理由を説明する。いま入力信号Ｘのダイナミ
ツクレンジが大きい場合に、この入力信号を通常
の線形増幅器で増幅すると、入力信号の振幅値が
大きい場合には出力信号が飽和してしまう。そこ
で入力信号の振幅値が大きい場合には、線形増幅
振幅値よりも振幅値を圧縮して、出力信号を飽和
させない対数増幅器でまず増幅し、該対数増幅信
号からその平均値を減算処理した振幅偏差信号を
得るが、この振幅偏差信号は振幅圧縮された信号
値であるので、次段の逆対数増幅器で増幅するこ
とにより、ダイナミツクレンジの非常に大きい理
想的な線形増幅器を使用した場合と等価な、リニ
ア特性を有する振幅偏差信号Ｚを得ることができ
る。
又、二乗平均値算出手段２０は二乗演算回路２
１、シフトレジスタ等によつて構成される遅延回
路２２、積算回路２３及び割算回路２４から構成
されており、第４式に示した対数増幅・逆対数増
幅回路１０の出力である対数増幅・逆対数増幅信
号Ｚの二乗平均値〈Z2〉を算出する。即ち、二乗
演算回路２１が対数増幅・逆対数増幅信号Ｚの振
幅ｚを二乗して振幅z2とし、遅延回路２２が対数
増幅・逆対数増幅信号Ｚを標本化・量子化して対
数増幅・逆対数増幅信号Ｚの振幅z2に対応するｎ
個（ｎは自然数）の標本値Z2 1、Z2 2、…、Z2 oを取り
出し、積算回路２３がｎ個の標本値Z2 1、Z2 2、…、
Z2 oの積算値 o 〓i=1 Z2 i ……(9) を算出し、割算回路２４が積算値をｎで除した平
均値、即ち対数増幅・対数増幅信号Ｚの二乗平均
値 〈Z2〉＝１／ｎo 〓i=1 Z2 i ……(10) を算出する。
１、シフトレジスタ等によつて構成される遅延回
路２２、積算回路２３及び割算回路２４から構成
されており、第４式に示した対数増幅・逆対数増
幅回路１０の出力である対数増幅・逆対数増幅信
号Ｚの二乗平均値〈Z2〉を算出する。即ち、二乗
演算回路２１が対数増幅・逆対数増幅信号Ｚの振
幅ｚを二乗して振幅z2とし、遅延回路２２が対数
増幅・逆対数増幅信号Ｚを標本化・量子化して対
数増幅・逆対数増幅信号Ｚの振幅z2に対応するｎ
個（ｎは自然数）の標本値Z2 1、Z2 2、…、Z2 oを取り
出し、積算回路２３がｎ個の標本値Z2 1、Z2 2、…、
Z2 oの積算値 o 〓i=1 Z2 i ……(9) を算出し、割算回路２４が積算値をｎで除した平
均値、即ち対数増幅・対数増幅信号Ｚの二乗平均
値 〈Z2〉＝１／ｎo 〓i=1 Z2 i ……(10) を算出する。
又、平均値の二乗値算出手段３０は遅延回路３
１、積算回路３２、割算回路３３及び二乗値演算
回路３４から構成されており、第７式に示した対
数増幅・逆対数増幅信号Ｚの平均値の二乗値
〈Ｚ〉2を算出する。即ち、遅延回路３１が対数増
幅・逆対数増幅信号Ｚを標本化・量子化して対数
増幅・逆対数増幅信号Ｚの振幅ｚに対応するｎ個
（ｎは自然数）の標本値Z1、Z2、…、Zoを取り出
し、積算回路３２がｎ個の標本値Z1、Z2、…、Zo
の積算値 o 〓i=1 Zi ……(11) を算出し、割算回路３３が積算値をｎで除し積算
値の平均値、即ち対数増幅・対数増幅信号Ｚの平
均値〈Ｚ〉 １／ｎi=1Zi ……(12) を算出し、さらに、二乗値演算回路３４が平均値
を二乗し、逆対数増幅信号Ｚの平均値の二乗値
〈Ｚ〉2 〈Ｚ〉2＝（１／ｎo 〓i=1 Zi）2 ……(13) を算出する。
１、積算回路３２、割算回路３３及び二乗値演算
回路３４から構成されており、第７式に示した対
数増幅・逆対数増幅信号Ｚの平均値の二乗値
〈Ｚ〉2を算出する。即ち、遅延回路３１が対数増
幅・逆対数増幅信号Ｚを標本化・量子化して対数
増幅・逆対数増幅信号Ｚの振幅ｚに対応するｎ個
（ｎは自然数）の標本値Z1、Z2、…、Zoを取り出
し、積算回路３２がｎ個の標本値Z1、Z2、…、Zo
の積算値 o 〓i=1 Zi ……(11) を算出し、割算回路３３が積算値をｎで除し積算
値の平均値、即ち対数増幅・対数増幅信号Ｚの平
均値〈Ｚ〉 １／ｎi=1Zi ……(12) を算出し、さらに、二乗値演算回路３４が平均値
を二乗し、逆対数増幅信号Ｚの平均値の二乗値
〈Ｚ〉2 〈Ｚ〉2＝（１／ｎo 〓i=1 Zi）2 ……(13) を算出する。
次に、引算回路４０は二乗平均値〈Z2〉及び平
均値の二乗値〈Ｚ〉2に基づいて分散値 σ2＝〈Z2〉−〈Ｚ〉2 ＝１／ｎo 〓i=1 Z2 i−（１／ｎo 〓i=1 Zi）2 ……(14) を算出する。
均値の二乗値〈Ｚ〉2に基づいて分散値 σ2＝〈Z2〉−〈Ｚ〉2 ＝１／ｎo 〓i=1 Z2 i−（１／ｎo 〓i=1 Zi）2 ……(14) を算出する。
ここで周知のLOG／CFAR回路と本発明の対
数増幅・逆対数増幅手段１０とを対比し、その目
的、構成及び出力信号の処理方法につき説明す
る。
数増幅・逆対数増幅手段１０とを対比し、その目
的、構成及び出力信号の処理方法につき説明す
る。
従来、任意の距離において観測されるレーダの
クラツタレベルは、ほぼレーレーー（Reyleigh）
分布に従うと考えられていた。なお、レーレー分
布とは、本明細書の第(1)式で示したワイブル分布
の形状パラメータＣ＝２の場合の特別の分布であ
る。
クラツタレベルは、ほぼレーレーー（Reyleigh）
分布に従うと考えられていた。なお、レーレー分
布とは、本明細書の第(1)式で示したワイブル分布
の形状パラメータＣ＝２の場合の特別の分布であ
る。
このクラツタの確率分布がレーレー分布に従う
場合に、レーダ受信信号から誤警報確率が一定と
なるように物標信号を検出する目的で開発された
信号処理を含む受信増幅器がLOG／CFAR回路
である。
場合に、レーダ受信信号から誤警報確率が一定と
なるように物標信号を検出する目的で開発された
信号処理を含む受信増幅器がLOG／CFAR回路
である。
従来の基本的なLOG／CFAR回路は、対数増
幅器、平均値算出器及び減算器により構成され
る。対数増幅器は、レーレー分布に従うクラツタ
を対数増幅した信号の平均値のまわりの分散が一
定になることから初段に使用される。平均値算出
器は、対数増幅されたクラツタサンプル値の前後
のレンジ方向の平均値を算出する。減算器は、対
数増幅されたサンプル値から前記平均値を減算し
て出力する。
幅器、平均値算出器及び減算器により構成され
る。対数増幅器は、レーレー分布に従うクラツタ
を対数増幅した信号の平均値のまわりの分散が一
定になることから初段に使用される。平均値算出
器は、対数増幅されたクラツタサンプル値の前後
のレンジ方向の平均値を算出する。減算器は、対
数増幅されたサンプル値から前記平均値を減算し
て出力する。
この減算器の出力信号と所望の誤警報確率にな
るように設定された閾値とを比較することにより
物標信号を検出する。
るように設定された閾値とを比較することにより
物標信号を検出する。
さらに前記基本的なLOG／CFAR回路の減算
器の出力信号を逆対数増幅器を通して取り出すよ
うにした回路もある。この逆対数増幅器の付加さ
れた構成によれば、初期のＳ／Ｎを保ちながらク
ラツタが一定レベルに抑圧される。そして前記対
数増幅信号の分散を利用した閾値を用いて誤警報
確率を一定とすることができる。
器の出力信号を逆対数増幅器を通して取り出すよ
うにした回路もある。この逆対数増幅器の付加さ
れた構成によれば、初期のＳ／Ｎを保ちながらク
ラツタが一定レベルに抑圧される。そして前記対
数増幅信号の分散を利用した閾値を用いて誤警報
確率を一定とすることができる。
しかし、その後の研究により、レーダの送信パ
ルス幅を小さくすると（即ち距離分解能を向上さ
せると）、クラツタの確率分布がレーレー分布に
従わないで、ワイブル分布や対数正規分布等の別
の分布になることが次第に明らかとなつた。
ルス幅を小さくすると（即ち距離分解能を向上さ
せると）、クラツタの確率分布がレーレー分布に
従わないで、ワイブル分布や対数正規分布等の別
の分布になることが次第に明らかとなつた。
前記基本的LOG／CFAR回路に逆対数増幅器
の付加された回路に、ワイブル分布に従うクラツ
タを通すと、誤警報確率は増加してしまう。従つ
てこの回路は、クラツタがレーレー分布に従う場
合にのみ有効な回路である。
の付加された回路に、ワイブル分布に従うクラツ
タを通すと、誤警報確率は増加してしまう。従つ
てこの回路は、クラツタがレーレー分布に従う場
合にのみ有効な回路である。
本発明の対数増幅・逆対数増幅手段１０も上記
基本的LOG／CFAR回路の後段に逆対数増幅器
を設けた同一構成の回路である。
基本的LOG／CFAR回路の後段に逆対数増幅器
を設けた同一構成の回路である。
しかし本発明がこの対数増幅・逆対数増幅手段
１０を使用する目的は、入力信号のダイナミツク
レンジが広い場合にも、入力信号を飽和させずに
増幅したリニア特性の増幅信号を得るためであ
る。本発明においては、前記ワイブル分布や対数
正規分布等の任意分布のクラツタを前記対数増
幅・逆対数増幅手段１０に入力させるから、まず
初段で対数増幅された信号の分散が一定にならな
い。従つて逆対数増幅器の出力信号と閾値とを比
較して物標信号を検出しても誤警報確率は一定に
ならない。
１０を使用する目的は、入力信号のダイナミツク
レンジが広い場合にも、入力信号を飽和させずに
増幅したリニア特性の増幅信号を得るためであ
る。本発明においては、前記ワイブル分布や対数
正規分布等の任意分布のクラツタを前記対数増
幅・逆対数増幅手段１０に入力させるから、まず
初段で対数増幅された信号の分散が一定にならな
い。従つて逆対数増幅器の出力信号と閾値とを比
較して物標信号を検出しても誤警報確率は一定に
ならない。
このため、本発明では、前記対数増幅・逆対数
増幅手段１０の出力信号Ｚの分散値を算出し、さ
らに該分散値を非線形増幅した信号を得て、該非
線形増幅信号を表示器に表示し、表示輝度の階調
差により雑音信号から物標信号を識別するように
している。
増幅手段１０の出力信号Ｚの分散値を算出し、さ
らに該分散値を非線形増幅した信号を得て、該非
線形増幅信号を表示器に表示し、表示輝度の階調
差により雑音信号から物標信号を識別するように
している。
前記基本的LOG／CFAR回路に逆対数増幅器
を付加した回路は、例えば特開昭60−35283号公
報の図１で従来のLOG／CFAR回路として示さ
れているが、この発明はワイブル分布の信号を信
号処理対象としているため、入力信号の対数増幅
信号と、該信号の２乗平均値及び平均値の２乗値
とから、種々の演算を行つて得られた演算結果の
信号を最終的に逆対数増幅器を通すようにしてい
る。
を付加した回路は、例えば特開昭60−35283号公
報の図１で従来のLOG／CFAR回路として示さ
れているが、この発明はワイブル分布の信号を信
号処理対象としているため、入力信号の対数増幅
信号と、該信号の２乗平均値及び平均値の２乗値
とから、種々の演算を行つて得られた演算結果の
信号を最終的に逆対数増幅器を通すようにしてい
る。
また特開昭56−126780号公報においては、
LOG／CFARの場合に、対数増幅したクラツタ
のサンプル値からその平均値を減算する際に、従
来のサンプル点の前後の距離方向のみの平均値を
求める方法は正しくないとして、所定範囲の距離
方向の平均値と方位方向の平均値から面としての
クラツタの平均値を算出するようにしている。こ
のため平均値算出回路が従来のLOG／CFAR回
路とは異なつている。
LOG／CFARの場合に、対数増幅したクラツタ
のサンプル値からその平均値を減算する際に、従
来のサンプル点の前後の距離方向のみの平均値を
求める方法は正しくないとして、所定範囲の距離
方向の平均値と方位方向の平均値から面としての
クラツタの平均値を算出するようにしている。こ
のため平均値算出回路が従来のLOG／CFAR回
路とは異なつている。
従つて前記２つの特許公報の発明においては、
前記基本的LOG／CFAR回路に逆対数増幅器を
付加した回路は使用せず、それぞれ別の回路構成
となつている。
前記基本的LOG／CFAR回路に逆対数増幅器を
付加した回路は使用せず、それぞれ別の回路構成
となつている。
また実開昭54−70378号公報におけるLOG／
CFAR受信回路は、前記基本的LOG／CFAR回
路に逆対数増幅器の付加された回路と同一構成で
ある。しかしこの考案では、レーダ受信信号と、
前記LOG／CFAR受信回路の出力信号を時分割
で選択する選択回路を設けて、レーダ受信信号の
平均値が受信機雑音レベルより大きいかまたは小
さいかに応じて、LOG／CFAR受信回路の出力
信号またはレーダ受信信号を選択するようにして
いる。それ故前記LOG／CFAR回路からの出力
信号に対して信号処理はなにも行なわれていな
い。
CFAR受信回路は、前記基本的LOG／CFAR回
路に逆対数増幅器の付加された回路と同一構成で
ある。しかしこの考案では、レーダ受信信号と、
前記LOG／CFAR受信回路の出力信号を時分割
で選択する選択回路を設けて、レーダ受信信号の
平均値が受信機雑音レベルより大きいかまたは小
さいかに応じて、LOG／CFAR受信回路の出力
信号またはレーダ受信信号を選択するようにして
いる。それ故前記LOG／CFAR回路からの出力
信号に対して信号処理はなにも行なわれていな
い。
従つて前記対数増幅・逆対数増幅手段の出力信
号に対する本発明の信号処理については、前記公
報の発明又は考案のいずれにも記載が無い。
号に対する本発明の信号処理については、前記公
報の発明又は考案のいずれにも記載が無い。
第２図は以上のようにして得られた分散値σ2を
示す図である。第２図において、対数増幅・逆対
数増幅回路１０に入力された信号Ｘは物標信号
OSの振幅と雑音信号NSの振幅がほぼ同様な値で
あつても（第２図ａ参照）、引算回路４０から出
力される分散値σ2は物標信号OSに対応する部分
の値が大きく、又雑音信号NSに対応する部分の
値がほぼ一定で変動幅が小さいので（第２図ｂ参
照）、物標信号OSに対応する分散値σ2を容易に検
出できる。
示す図である。第２図において、対数増幅・逆対
数増幅回路１０に入力された信号Ｘは物標信号
OSの振幅と雑音信号NSの振幅がほぼ同様な値で
あつても（第２図ａ参照）、引算回路４０から出
力される分散値σ2は物標信号OSに対応する部分
の値が大きく、又雑音信号NSに対応する部分の
値がほぼ一定で変動幅が小さいので（第２図ｂ参
照）、物標信号OSに対応する分散値σ2を容易に検
出できる。
第４図は第２図ｂの信号を説明するための図で
あり、この第４図と具体的な数値例により、第２
図ｂの信号を説明する。
あり、この第４図と具体的な数値例により、第２
図ｂの信号を説明する。
第４図ａは第２図ａに対応して、受信信号を対
数増幅・逆対数増幅器を通した受信増幅信号の距
離に対する変化を示す図であり、距離区間ra〜rb
において、物標増幅信号OSの振幅がほぼ１／
（rb〜ra）の等振幅で得られるものと仮定した。
数増幅・逆対数増幅器を通した受信増幅信号の距
離に対する変化を示す図であり、距離区間ra〜rb
において、物標増幅信号OSの振幅がほぼ１／
（rb〜ra）の等振幅で得られるものと仮定した。
最初に第２図ａの物標信号OSと第４図ａのOS
との相違について説明する。いまレーダの送信パ
ルス幅が短時間であり、従つて距離分解能が高
く、物標が船舶である場合を考えると、その反射
信号は船腹、船橋（ブリツジ）、煙突、マスト等
の複数箇所から、レーダから反射箇所までの距離
に応じて逐次得られることになる。第２図ａの
OSは、このように一つの物標の複数箇所から、
反射箇所までの距離に応じ（即ち時間に応じ）て
受信された、複数の反射信号（反射強度により振
幅の異なる正弦波に近い信号）の例を示したもの
である。
との相違について説明する。いまレーダの送信パ
ルス幅が短時間であり、従つて距離分解能が高
く、物標が船舶である場合を考えると、その反射
信号は船腹、船橋（ブリツジ）、煙突、マスト等
の複数箇所から、レーダから反射箇所までの距離
に応じて逐次得られることになる。第２図ａの
OSは、このように一つの物標の複数箇所から、
反射箇所までの距離に応じ（即ち時間に応じ）て
受信された、複数の反射信号（反射強度により振
幅の異なる正弦波に近い信号）の例を示したもの
である。
第４図ａのOSは、単純化した物標の例として、
レーダから距離raに一つの反射板（電波リフレク
タ）を設け、この反射板から得られる受信信号を
対数増幅・逆対数増幅した信号例を示している。
レーダから距離raに一つの反射板（電波リフレク
タ）を設け、この反射板から得られる受信信号を
対数増幅・逆対数増幅した信号例を示している。
具体例として、いまレーダの送信パルス幅を
80n secとすると第４図ａの区間ra〜rbの距離は
約12ｍ（メートル）となり、前記レーダの距離分
解能に相当する。
80n secとすると第４図ａの区間ra〜rbの距離は
約12ｍ（メートル）となり、前記レーダの距離分
解能に相当する。
第２図ａと第４図ａのNSは同じ雑音信号、例
えばワイブル分布や対数正規分布等の任意の分布
に従う雑音信号であるが、前者は受信信号を、後
者は前記対数増幅・逆対数増幅を通した信号を示
している。
えばワイブル分布や対数正規分布等の任意の分布
に従う雑音信号であるが、前者は受信信号を、後
者は前記対数増幅・逆対数増幅を通した信号を示
している。
物標信号が第２図ａまたは第４図ａの場合に、
物標信号と雑音信号について、それぞれの平均値
〈Ｘ〉のまわりの波高分布確率を考えると、一般
に雑音信号についての波高分布確率は第４図ｂの
ようになる。これは雑音信号の波高値は、平均値
に近い値をとる確率が比較的高いことを示してい
る。即ち標準偏差σNSの値は比較的小さい。
物標信号と雑音信号について、それぞれの平均値
〈Ｘ〉のまわりの波高分布確率を考えると、一般
に雑音信号についての波高分布確率は第４図ｂの
ようになる。これは雑音信号の波高値は、平均値
に近い値をとる確率が比較的高いことを示してい
る。即ち標準偏差σNSの値は比較的小さい。
また物標信号についての波高分布確率は第４図
ｃのようになる。これは物標信号の波高値は、平
均値より離れた値をとる確率が高いことを示して
いる。即ち標準偏差σOSの値は比較的大きい。従
つて雑音信号の分散値と物標信号の分散値と比較
すると、両者には差があり、前者の値よりも後者
の値の方が大きい。
ｃのようになる。これは物標信号の波高値は、平
均値より離れた値をとる確率が高いことを示して
いる。即ち標準偏差σOSの値は比較的大きい。従
つて雑音信号の分散値と物標信号の分散値と比較
すると、両者には差があり、前者の値よりも後者
の値の方が大きい。
以下具体的数値例により説明する。
まず受信信号の振幅強度がワイブル分布に従
い、この受信信号を対数増幅・逆対数増幅した場
合の分散値σ2は、前記第(6)式により示される。
い、この受信信号を対数増幅・逆対数増幅した場
合の分散値σ2は、前記第(6)式により示される。
ここでワイブル分布の雑音例として、海面から
のシー・クラツタがあり、このシー・クラツタの
実測値として、第(6)式のＣ＝1.8、C0＝１の例が
ある。この実測値を第(6)式に代入すると、雑音の
分散値σ2 Wの数値例は第(23)式で示される。
のシー・クラツタがあり、このシー・クラツタの
実測値として、第(6)式のＣ＝1.8、C0＝１の例が
ある。この実測値を第(6)式に代入すると、雑音の
分散値σ2 Wの数値例は第(23)式で示される。
σ2 W＝0.38C0 2＝0.38 ……(23)
また物標信号を対数増幅・逆対数増幅した例と
して、第４図ａのOSとして示した、距離区間ra
〜rbにおいて、１／（rb−ra）の等振幅信号を考
え、前記rb−ra＝12ｍ、レーダパルス幅＝80n
secの場合に、信号の分散値σ2 OSは第(24)式で示さ
れる。
して、第４図ａのOSとして示した、距離区間ra
〜rbにおいて、１／（rb−ra）の等振幅信号を考
え、前記rb−ra＝12ｍ、レーダパルス幅＝80n
secの場合に、信号の分散値σ2 OSは第(24)式で示さ
れる。
σ2 OS＝（rb−ra）2／12＝12 ……(24)
従つて第(24)式の値は第(23)式の値よりも大き
い。
い。
ここで重要のことは、受信信号を対数増幅・逆
対数増幅した物標信号の分散値の方が雑音信号の
分散値よりも大きいという、大小関係が存在する
ことである。
対数増幅した物標信号の分散値の方が雑音信号の
分散値よりも大きいという、大小関係が存在する
ことである。
実際の物標はこの数値例の反射板とは異なるか
ら、このように大きな差は得られないのが普通で
ある。しかし、ごくわずかでも差があれば、後述
するように、それぞれの値をｋ乗することによ
り、この差を大きくして、両者を識別することが
可能となる。
ら、このように大きな差は得られないのが普通で
ある。しかし、ごくわずかでも差があれば、後述
するように、それぞれの値をｋ乗することによ
り、この差を大きくして、両者を識別することが
可能となる。
第２図ｂにおいては、第２図ａにおける一物標
から反射された複数の各受信信号（複数のリフレ
クタが一定間隔で設置された場合と等価な受信信
号）を対数増幅・逆対数増幅した信号から算出し
た分散値信号が合成されて一物標信号として示さ
れたものであり、この関係は雑音の分布特性が対
数正規分布や任意分布になつても同様である。な
お、この場合に標本化数ｎは最適な値に設定され
ているものである。
から反射された複数の各受信信号（複数のリフレ
クタが一定間隔で設置された場合と等価な受信信
号）を対数増幅・逆対数増幅した信号から算出し
た分散値信号が合成されて一物標信号として示さ
れたものであり、この関係は雑音の分布特性が対
数正規分布や任意分布になつても同様である。な
お、この場合に標本化数ｎは最適な値に設定され
ているものである。
本実施例においては、物標信号に対応する分散
値σ2の検出をより容易なものにするため、分散値
σ2を非線形増幅回路５０（非線形増幅手段）に加
える。
値σ2の検出をより容易なものにするため、分散値
σ2を非線形増幅回路５０（非線形増幅手段）に加
える。
この非線形増幅回路５０は分散値σ2をｋ乗（た
だし、ｋは実数）した非線形信号Ｕ Ｕ＝（σ2k） ……(15) を出力するものである。なお、非線形増幅回路５
０の具体例としては、ｋ＝２とした二乗増幅回路
などが知られている。非線形増幅回路５０から出
力される非線形信号Ｕは、第２図ｃに示すように
引算回路４０から出力される分散値σ2に比べて雑
音信号NSに対応する部分の変動が抑圧され、物
標信号OSに対応する部分が大きく増幅されてお
り、物標信号OSに対応する分散値σ2の検出、即
ち閾値の設定がさらに容易になる。この非線形信
号ｚは、そのままでＡスコープやPPIスコープ等
に表示させることにより、オペレータはその画面
上で物標と雑音とを容易に識別することができ
る。これは前記ｋ乗による非線形の程度に応じ
て、雑音は微弱輝度の信号（一般に背景雑音とな
る信号）として、物標は強い輝度の信号とし表示
されるから、この輝度の階調差により、オペレー
タは両者の識別が容易に可能となる。
だし、ｋは実数）した非線形信号Ｕ Ｕ＝（σ2k） ……(15) を出力するものである。なお、非線形増幅回路５
０の具体例としては、ｋ＝２とした二乗増幅回路
などが知られている。非線形増幅回路５０から出
力される非線形信号Ｕは、第２図ｃに示すように
引算回路４０から出力される分散値σ2に比べて雑
音信号NSに対応する部分の変動が抑圧され、物
標信号OSに対応する部分が大きく増幅されてお
り、物標信号OSに対応する分散値σ2の検出、即
ち閾値の設定がさらに容易になる。この非線形信
号ｚは、そのままでＡスコープやPPIスコープ等
に表示させることにより、オペレータはその画面
上で物標と雑音とを容易に識別することができ
る。これは前記ｋ乗による非線形の程度に応じ
て、雑音は微弱輝度の信号（一般に背景雑音とな
る信号）として、物標は強い輝度の信号とし表示
されるから、この輝度の階調差により、オペレー
タは両者の識別が容易に可能となる。
次に、振幅強度Ｘが対数正規分布（Log−
Normal）を呈する場合について説明する。
Normal）を呈する場合について説明する。
受信信号Ｘに対して対数正規分布は、
となる。ここで、ｍは受信信号Ｘの中央値、ρは
平均値対中央値比で、 ρ＝〈Ｘ〉／ｍ ……(17) である。受信信号を対数増幅した対数増幅信号Ｙ
（Ｙ＝a0ln（b0X）から対数増幅信号Ｙの平均値
〈Ｙ〉を減じた信号Ｖ（Ｖ＝Ｙ−〈Ｙ〉）を逆対数増
幅すると、初期のＳ／Ｎ比が保たれる。逆対数増
幅回路の増幅特性 Ｚ＝C0EXP（d0V） ……(18) （ここで、C0、d0は逆対数増幅回路の利得を決
める定数）として a0・d0＝１ ……(19) なる関係を与えると、逆対数増幅回路の出力であ
る逆対数増幅回路の出力Ｚの平均値〈Ｚ〉及び二
乗平均値〈Z2〉はそれぞれ、 〈Ｚ〉＝∫∞ 0Ｚ・Ｐ（Ｘ；ｍ，ρ）dX ＝C0ρ ……(20) 〈Z2〉＝∫∞ 0Z2P（Ｘ；ｍ，ρ）dX ＝C2 0ρ4 となる。従つて分散値σ2は ……(21) σ2＝〈Z2〉−〈Ｚ〉2 ＝C2 0（ρ4−ρ2） ……(22) となる。実際の回路では、受信信号を対数増幅・
逆対数増幅した対数増幅・逆対数増幅信号Ｚの二
乗平均値〈Z2〉及び平均値の二乗値〈Ｚ〉2は上述
した値となるので、その説明は省略する。
平均値対中央値比で、 ρ＝〈Ｘ〉／ｍ ……(17) である。受信信号を対数増幅した対数増幅信号Ｙ
（Ｙ＝a0ln（b0X）から対数増幅信号Ｙの平均値
〈Ｙ〉を減じた信号Ｖ（Ｖ＝Ｙ−〈Ｙ〉）を逆対数増
幅すると、初期のＳ／Ｎ比が保たれる。逆対数増
幅回路の増幅特性 Ｚ＝C0EXP（d0V） ……(18) （ここで、C0、d0は逆対数増幅回路の利得を決
める定数）として a0・d0＝１ ……(19) なる関係を与えると、逆対数増幅回路の出力であ
る逆対数増幅回路の出力Ｚの平均値〈Ｚ〉及び二
乗平均値〈Z2〉はそれぞれ、 〈Ｚ〉＝∫∞ 0Ｚ・Ｐ（Ｘ；ｍ，ρ）dX ＝C0ρ ……(20) 〈Z2〉＝∫∞ 0Z2P（Ｘ；ｍ，ρ）dX ＝C2 0ρ4 となる。従つて分散値σ2は ……(21) σ2＝〈Z2〉−〈Ｚ〉2 ＝C2 0（ρ4−ρ2） ……(22) となる。実際の回路では、受信信号を対数増幅・
逆対数増幅した対数増幅・逆対数増幅信号Ｚの二
乗平均値〈Z2〉及び平均値の二乗値〈Ｚ〉2は上述
した値となるので、その説明は省略する。
受信信号の振幅強度が対数正規分布に従い、こ
の受信信号を対数増幅・逆対数増幅した場合の分
散値σ2は、前記第(22)式により示される。
の受信信号を対数増幅・逆対数増幅した場合の分
散値σ2は、前記第(22)式により示される。
ここで対数正規分布の雑音例として、波浪海面
からのシー・クラツタがあり、この場合の実測値
としてρ＝1.7、C0＝１の例がある。これらの実
測値を第(22)式に代入すると、雑音の分散値σ2 Lの
数値例は第(25)式で示される。
からのシー・クラツタがあり、この場合の実測値
としてρ＝1.7、C0＝１の例がある。これらの実
測値を第(22)式に代入すると、雑音の分散値σ2 Lの
数値例は第(25)式で示される。
σ2 L＝5.46C0 2＝5.46 ……(25)
また物標信号を対数増幅・逆対数増幅した例と
して、前記第４図ａのOSの場合に、この数値例
として第(24)式で算出した分散値σ2 OS＝12を用い
る。
して、前記第４図ａのOSの場合に、この数値例
として第(24)式で算出した分散値σ2 OS＝12を用い
る。
この対数正規分布の場合にも、第(24)式の物標
信号の分散値は、第(25)式の雑音信号の分散値よ
りも大きい。
信号の分散値は、第(25)式の雑音信号の分散値よ
りも大きい。
なお、本実施例ではワイブル分布及び対数正規
分布を呈する雑音信号から物標信号OSを検出す
る場合について説明したが、任意の分布を呈する
雑音信号であつても、物標信号OSを検出できる。
分布を呈する雑音信号から物標信号OSを検出す
る場合について説明したが、任意の分布を呈する
雑音信号であつても、物標信号OSを検出できる。
［発明の効果］
以上説明したように本発明によれば、振幅特性
が任意の分布を呈する雑音信号を含む入力信号Ｘ
がダイナミツクレンジの大きい場合にも、対数増
幅・逆対数増幅手段により、入力信号を飽和させ
ずに増幅したリニア特性を有する被増幅信号Ｚを
得て、該信号Ｚの分散値を算出し、さらに該分散
値を非線形増幅した信号を得ることにより、該非
線形増幅信号を表示器に表示し、表示輝度の階調
差により雑音信号より物標信号を識別することが
できる。
が任意の分布を呈する雑音信号を含む入力信号Ｘ
がダイナミツクレンジの大きい場合にも、対数増
幅・逆対数増幅手段により、入力信号を飽和させ
ずに増幅したリニア特性を有する被増幅信号Ｚを
得て、該信号Ｚの分散値を算出し、さらに該分散
値を非線形増幅した信号を得ることにより、該非
線形増幅信号を表示器に表示し、表示輝度の階調
差により雑音信号より物標信号を識別することが
できる。
第１図は本発明に係る物標信号識別装置のブロ
ツク図、第２図は受信信号の時間に対する変化、
分散値及び分散値をｋ乗した新たな分散値の説明
図、第３図は受信信号の時間に対する変化を示す
説明図、第４図は第２図ｂの信号を説明するため
の図である。 １０……対数増幅・逆対数増幅手段、１１……
対数増幅回路、１２，２２，３１……遅延回路、
１３，２３，３２……積算回路、１４，２４，３
３……割算回路、１５……減算回路、１６……逆
対数増幅回路、２０……二乗平均値算出手段、２
１……二乗演算回路、３０……平均値の二乗値算
出手段、３４……二乗演算回路、４０……引算回
路、５０……非線形増幅回路。
ツク図、第２図は受信信号の時間に対する変化、
分散値及び分散値をｋ乗した新たな分散値の説明
図、第３図は受信信号の時間に対する変化を示す
説明図、第４図は第２図ｂの信号を説明するため
の図である。 １０……対数増幅・逆対数増幅手段、１１……
対数増幅回路、１２，２２，３１……遅延回路、
１３，２３，３２……積算回路、１４，２４，３
３……割算回路、１５……減算回路、１６……逆
対数増幅回路、２０……二乗平均値算出手段、２
１……二乗演算回路、３０……平均値の二乗値算
出手段、３４……二乗演算回路、４０……引算回
路、５０……非線形増幅回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 任意の分布を呈する雑音が混入している入力
信号Ｘから物標信号を識別する物標信号識別装置
において、 前記入力信号Ｘを対数増幅した対数増幅信号Ｙ
を出力する対数増幅手段、該対数増幅信号Ｙの平
均値〈Ｙ〉を算出する平均値演算手段、該対数増
幅信号Ｙから該平均値〈Ｙ〉を減じた差信号を算
出する減算手段及び該差信号を逆対数増幅した対
数増幅・逆対数増幅信号Ｚを出力する逆対数増幅
手段により構成される対数増幅・逆対数増幅手段
と、 前記対数増幅・逆対数増幅信号Ｚの分散値σ2を
算出する分散値演算手段と、 前記分散値σ2をｋ乗（ｋは任意の実数）した非
線形信号Ｕを出力する非線形演算手段とを備え、 前記非線形演算手段の出力信号Ｕを表示器に表
示することを特徴とする物標信号識別装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62001914A JPS63171381A (ja) | 1987-01-09 | 1987-01-09 | 物標信号識別装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62001914A JPS63171381A (ja) | 1987-01-09 | 1987-01-09 | 物標信号識別装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63171381A JPS63171381A (ja) | 1988-07-15 |
| JPH0520705B2 true JPH0520705B2 (ja) | 1993-03-22 |
Family
ID=11514850
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62001914A Granted JPS63171381A (ja) | 1987-01-09 | 1987-01-09 | 物標信号識別装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63171381A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4655766B2 (ja) * | 2005-06-10 | 2011-03-23 | 日本電気株式会社 | 信号検出方法及び信号検出装置 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS557554A (en) * | 1978-06-30 | 1980-01-19 | Murata Mfg Co Ltd | Dielectric thin film |
| JPS6128883A (ja) * | 1984-07-19 | 1986-02-08 | Matsuo Sekine | 物標信号検出装置 |
-
1987
- 1987-01-09 JP JP62001914A patent/JPS63171381A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63171381A (ja) | 1988-07-15 |
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