JPH05211763A - Ｄｃ−ｄｃコンバータの過電流保護回路 - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータの過電流保護回路Info
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- JPH05211763A JPH05211763A JP1497492A JP1497492A JPH05211763A JP H05211763 A JPH05211763 A JP H05211763A JP 1497492 A JP1497492 A JP 1497492A JP 1497492 A JP1497492 A JP 1497492A JP H05211763 A JPH05211763 A JP H05211763A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の高低とは
無関係に、過電流として検出すべき電流値を設定するこ
と。 【構成】 ＤＣ−ＤＣコンバータの出力ラインに流れる
電流に比例する電圧を発生する検出抵抗Ｒｓと、前記出
力ラインの電圧とは異なる定電圧Ｖｚに比例する第１の
電圧を供給するための手段Ｒ１，Ｒ２と、前記定電圧と
前記検出抵抗Ｒｓに発生する電圧Ｖｓとの和に関係する
第２の電圧を供給するための手段Ｒ３，Ｒ４と、前記第
１の電圧と前記第２の電圧とを比較し、過電流が検出さ
れたときに前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素
子Ｑを制御する信号を出力する比較手段２とを具備し、
過電流として検出されるべき電流値が前記定電圧に比例
する値に設定される。
無関係に、過電流として検出すべき電流値を設定するこ
と。 【構成】 ＤＣ−ＤＣコンバータの出力ラインに流れる
電流に比例する電圧を発生する検出抵抗Ｒｓと、前記出
力ラインの電圧とは異なる定電圧Ｖｚに比例する第１の
電圧を供給するための手段Ｒ１，Ｒ２と、前記定電圧と
前記検出抵抗Ｒｓに発生する電圧Ｖｓとの和に関係する
第２の電圧を供給するための手段Ｒ３，Ｒ４と、前記第
１の電圧と前記第２の電圧とを比較し、過電流が検出さ
れたときに前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素
子Ｑを制御する信号を出力する比較手段２とを具備し、
過電流として検出されるべき電流値が前記定電圧に比例
する値に設定される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、スイッチング方式
（チョッパ回路、スイッチトキャパシタ回路、フライバ
ック回路等）やドロッパ方式等のＤＣ−ＤＣコンバータ
に使用される過電流保護回路に関する。
（チョッパ回路、スイッチトキャパシタ回路、フライバ
ック回路等）やドロッパ方式等のＤＣ−ＤＣコンバータ
に使用される過電流保護回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、出力に
過大な負荷がかかったとき、そのままでは過電流によっ
てＤＣ−ＤＣコンバータが破損したり、２次的な負荷装
置の破損や火災、感電等の事故に発展することがある。
そのため、過負荷時に過電流を検知し、出力電流がある
限度以上流れないように、出力電圧を低下させたり、出
力を遮断したりする方式が採用されている。
過大な負荷がかかったとき、そのままでは過電流によっ
てＤＣ−ＤＣコンバータが破損したり、２次的な負荷装
置の破損や火災、感電等の事故に発展することがある。
そのため、過負荷時に過電流を検知し、出力電流がある
限度以上流れないように、出力電圧を低下させたり、出
力を遮断したりする方式が採用されている。
【０００３】ＤＣ−ＤＣコンバータＣＶの過電流を検知
するためには、検出抵抗Ｒｓを、図７（ａ）に示すよう
に出力ライン上に設ける場合と、図７（ｂ）に示すよう
にＤＣ−ＤＣコンバータの変換部１の基準電位となるグ
ランドライン上に設ける場合とが考えられる。
するためには、検出抵抗Ｒｓを、図７（ａ）に示すよう
に出力ライン上に設ける場合と、図７（ｂ）に示すよう
にＤＣ−ＤＣコンバータの変換部１の基準電位となるグ
ランドライン上に設ける場合とが考えられる。
【０００４】ところで、ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて
は、図８に示すように、１つの直流入力電源Ｅで複数の
ＤＣ−ＤＣコンバータＣＶ′，ＣＶ″を駆動することが
多い。この場合には、直流入力電源Ｅのグランドライン
と負荷３′、３″のグランドラインとを金属フレームに
接続することがしばしばある。したがって、それぞれの
ＤＣ−ＤＣコンバータＣＶ′，ＣＶ″のグランドライン
上に過電流検出のために検出抵抗Ｒｓ′，Ｒｓ″を設け
ても、図８に示されるような、金属フレームにバイパス
する電流Ｉ′、Ｉ″を検知することができないので、グ
ランドライン上に検出抵抗を設けることは適当でない。
このため、ＤＣ−ＤＣコンバータの過電流を検出するた
めに検出抵抗を出力ライン上に設けるのが一般的であ
る。
は、図８に示すように、１つの直流入力電源Ｅで複数の
ＤＣ−ＤＣコンバータＣＶ′，ＣＶ″を駆動することが
多い。この場合には、直流入力電源Ｅのグランドライン
と負荷３′、３″のグランドラインとを金属フレームに
接続することがしばしばある。したがって、それぞれの
ＤＣ−ＤＣコンバータＣＶ′，ＣＶ″のグランドライン
上に過電流検出のために検出抵抗Ｒｓ′，Ｒｓ″を設け
ても、図８に示されるような、金属フレームにバイパス
する電流Ｉ′、Ｉ″を検知することができないので、グ
ランドライン上に検出抵抗を設けることは適当でない。
このため、ＤＣ−ＤＣコンバータの過電流を検出するた
めに検出抵抗を出力ライン上に設けるのが一般的であ
る。
【０００５】図９は、ＤＣ−ＤＣコンバータの過電流を
検出するために、その出力ライン上に検出抵抗Ｒｓを設
けた従来の過電流保護回路を示している。ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの出力電圧Ｖｏ即ち検出抵抗Ｒｓの負荷３側の
点Ａの電位を常に一定に保つため、出力電圧に応じてパ
ルス幅変調された信号がフィードバックされるように、
ＤＣ−ＤＣコンバータにフィードバック・ループが形成
されている。
検出するために、その出力ライン上に検出抵抗Ｒｓを設
けた従来の過電流保護回路を示している。ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの出力電圧Ｖｏ即ち検出抵抗Ｒｓの負荷３側の
点Ａの電位を常に一定に保つため、出力電圧に応じてパ
ルス幅変調された信号がフィードバックされるように、
ＤＣ−ＤＣコンバータにフィードバック・ループが形成
されている。
【０００６】出力電流をＩｏとすると、検出抵抗Ｒｓの
他端の点Ｂの電位は点ＡよりもＲｓ×Ｉｏだけ高い。点
Ａ，Ｂの電圧はそれぞれ直列接続された２個の抵抗Ｒ
１，Ｒ２及びＲ３，Ｒ４によって分割され、これら抵抗
の中点ａ，ｂは差動増幅器２の入力端子にそれぞれ接続
される。Ｒ１〜Ｒ４の値は、通常の場合Ｖａ＞Ｖｂとな
り、過電流が所定値Ｉｏｓ以上流れた場合Ｖａ≦Ｖｂと
なるように設定されている。
他端の点Ｂの電位は点ＡよりもＲｓ×Ｉｏだけ高い。点
Ａ，Ｂの電圧はそれぞれ直列接続された２個の抵抗Ｒ
１，Ｒ２及びＲ３，Ｒ４によって分割され、これら抵抗
の中点ａ，ｂは差動増幅器２の入力端子にそれぞれ接続
される。Ｒ１〜Ｒ４の値は、通常の場合Ｖａ＞Ｖｂとな
り、過電流が所定値Ｉｏｓ以上流れた場合Ｖａ≦Ｖｂと
なるように設定されている。
【０００７】中点ａ，ｂの電位をそれぞれＶａ，Ｖｂと
すると、出力電流が小さく、過電流検出域に達していな
い通常の場合、すなわちＶａ＞Ｖｂの場合、差動増幅器
２からは何も信号が出力されない。一方、出力電流Ｉｏ
が増大して過電流として検出すべき電流値（以下、検出
電流値という）Ｉｏｓに達した場合、すなわちＶａ≦Ｖ
ｂの場合、差動増幅器２から信号が出力され、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの変換部１によってＤＣ−ＤＣコンバータ
の出力電圧を低下させると共に出力電流を減少させる。
すると、出力電流が小さく、過電流検出域に達していな
い通常の場合、すなわちＶａ＞Ｖｂの場合、差動増幅器
２からは何も信号が出力されない。一方、出力電流Ｉｏ
が増大して過電流として検出すべき電流値（以下、検出
電流値という）Ｉｏｓに達した場合、すなわちＶａ≦Ｖ
ｂの場合、差動増幅器２から信号が出力され、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの変換部１によってＤＣ−ＤＣコンバータ
の出力電圧を低下させると共に出力電流を減少させる。
【０００８】図９の回路において、出力電圧Ｖｏは抵抗
Ｒ１，Ｒ２で分割され、電圧Ｖｏ＋Ｖｓは抵抗Ｒ３，Ｒ
４により分割されるので、Ｖａ及びＶｂは次のように表
される。
Ｒ１，Ｒ２で分割され、電圧Ｖｏ＋Ｖｓは抵抗Ｒ３，Ｒ
４により分割されるので、Ｖａ及びＶｂは次のように表
される。
【０００９】 Ｖａ＝Ｖｏ・｛Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）｝ Ｖｂ＝（Ｖｏ＋Ｖｓ）・｛Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）｝ 出力電流Ｉｏが増大して検出電流値Ｉｏｓになる（Ｉｏ
＝Ｉｏｓ）とき、Ｖａ＝Ｖｂ及びＶｓ＝Ｒｓ・Ｉｏｓと
なるので、次式の関係が得られる。
＝Ｉｏｓ）とき、Ｖａ＝Ｖｂ及びＶｓ＝Ｒｓ・Ｉｏｓと
なるので、次式の関係が得られる。
【００１０】 Ｖｏ｛Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）｝ ＝（Ｖｏ＋ＩｏｓＲｓ）・｛Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）｝ ∴ Ｉｏｓ＝｛（Ｒ３＋Ｒ４）／（ＲｓＲ４）｝ ×｛Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）−Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）｝Ｖｏ ここで、Ｒ２＝Ｒ４＝Ｒとすると、 Ｉｏｓ＝（Ｖｏ／Ｒｓ）・｛（Ｒ３−Ｒ１）／（Ｒ＋Ｒ１）｝ （１） が求まる。式（１）より、出力垂下カーブは図１０に示
されるようになる。この過電流垂下カーブは「フの字」
型（ｆｏｌｄｂａｃｋ型）と呼ばれる。
されるようになる。この過電流垂下カーブは「フの字」
型（ｆｏｌｄｂａｃｋ型）と呼ばれる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】従来の過電流検出方式
は過電流垂下カーブ（図１０）を示すので、出力電圧が
低いときには出力電流が取れず、また、定電流負荷（出
力電圧が低いときにも定常的に電流を必要とする負荷）
や、モータのように起動時に過電流を要する負荷では、
出力電圧が立ち上がらないという課題があった。
は過電流垂下カーブ（図１０）を示すので、出力電圧が
低いときには出力電流が取れず、また、定電流負荷（出
力電圧が低いときにも定常的に電流を必要とする負荷）
や、モータのように起動時に過電流を要する負荷では、
出力電圧が立ち上がらないという課題があった。
【００１２】加えて、過電流検出点を同じにして出力電
圧を高くすると、図１１及び前記の式（１）からも理解
できるように、垂下の巻き込みカーブが急峻になる。換
言すれば、抵抗Ｒ１，Ｒ３，Ｒ（＝Ｒ２＝Ｒ４）での設
定分解能が悪くなる。例えば、Ｉｏｓ＝１Ａ、Ｒｓ＝１
Ω、Ｒ１＝Ｒ＝５Ω、Ｖｏ＝５Ｖのとき、Ｒ３は７Ωで
あり、Ｒ３−Ｒ１＝２Ωである。一方、Ｉｏｓを１Ａと
したままＶｏを４倍の２０Ｖにすると、Ｒ３は５．５Ω
でなければならず、Ｒ３−Ｒ１＝０．５Ωとなるので、
Ｒ３やＲ１の値の設定が困難となる。つまり、過電流設
定が極めて難しくなるという課題があった。
圧を高くすると、図１１及び前記の式（１）からも理解
できるように、垂下の巻き込みカーブが急峻になる。換
言すれば、抵抗Ｒ１，Ｒ３，Ｒ（＝Ｒ２＝Ｒ４）での設
定分解能が悪くなる。例えば、Ｉｏｓ＝１Ａ、Ｒｓ＝１
Ω、Ｒ１＝Ｒ＝５Ω、Ｖｏ＝５Ｖのとき、Ｒ３は７Ωで
あり、Ｒ３−Ｒ１＝２Ωである。一方、Ｉｏｓを１Ａと
したままＶｏを４倍の２０Ｖにすると、Ｒ３は５．５Ω
でなければならず、Ｒ３−Ｒ１＝０．５Ωとなるので、
Ｒ３やＲ１の値の設定が困難となる。つまり、過電流設
定が極めて難しくなるという課題があった。
【００１３】本発明は、上記の課題を解決するために成
されたもので、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の高低
とは無関係に、過電流として検出すべき電流値を設定す
ることができる過電流保護回路を提供することを目的と
する。
されたもので、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の高低
とは無関係に、過電流として検出すべき電流値を設定す
ることができる過電流保護回路を提供することを目的と
する。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、この発明は、少なくとも１つのスイッチング素子
を備えるＤＣ−ＤＣコンバータの出力での過電流を検出
して負荷を保護するための過電流保護回路において、前
記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力ラインに流れる電流に比
例する電圧を発生する検出抵抗と、前記出力ラインの電
圧とは異なる定電圧に比例する第１の電圧を供給するた
めの手段と、前記定電圧と前記検出抵抗に発生する電圧
との和に関係する第２の電圧を供給するための手段と、
前記第１の電圧と前記第２の電圧とを比較し、過電流が
検出されたときに前記スイッチング素子を制御する信号
を出力する比較手段とを具備し、過電流として検出され
るべき電流値が前記定電圧に比例する値に設定されるこ
とを特徴とする過電流保護回路を提供する。
めに、この発明は、少なくとも１つのスイッチング素子
を備えるＤＣ−ＤＣコンバータの出力での過電流を検出
して負荷を保護するための過電流保護回路において、前
記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力ラインに流れる電流に比
例する電圧を発生する検出抵抗と、前記出力ラインの電
圧とは異なる定電圧に比例する第１の電圧を供給するた
めの手段と、前記定電圧と前記検出抵抗に発生する電圧
との和に関係する第２の電圧を供給するための手段と、
前記第１の電圧と前記第２の電圧とを比較し、過電流が
検出されたときに前記スイッチング素子を制御する信号
を出力する比較手段とを具備し、過電流として検出され
るべき電流値が前記定電圧に比例する値に設定されるこ
とを特徴とする過電流保護回路を提供する。
【００１５】この発明に係る過電流保護回路の一実施例
においては、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力ラインに流れ
る電流に比例する電圧を発生する検出抵抗と、前記出力
ラインの電圧とは異なる定電圧を供給するための定電圧
源と、前記定電圧源に並列に接続され、前記定電圧に比
例する第１の電圧を供給するための第１の分圧手段と、
前記定電圧と前記検出抵抗に発生する電圧との和に関係
する第２の電圧を供給するための第２の分圧手段と、前
記第１の電圧と前記第２の電圧とを比較し、過電流が検
出されたときに前記スイッチング素子を制御する信号を
出力する差動増幅器と、を具備し、過電流として検出さ
れるべき電流値が前記定電圧に比例する値に設定される
ことを特徴とする。
においては、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力ラインに流れ
る電流に比例する電圧を発生する検出抵抗と、前記出力
ラインの電圧とは異なる定電圧を供給するための定電圧
源と、前記定電圧源に並列に接続され、前記定電圧に比
例する第１の電圧を供給するための第１の分圧手段と、
前記定電圧と前記検出抵抗に発生する電圧との和に関係
する第２の電圧を供給するための第２の分圧手段と、前
記第１の電圧と前記第２の電圧とを比較し、過電流が検
出されたときに前記スイッチング素子を制御する信号を
出力する差動増幅器と、を具備し、過電流として検出さ
れるべき電流値が前記定電圧に比例する値に設定される
ことを特徴とする。
【００１６】前記差動増幅器の出力は、ラッチ回路を介
して前記スイッチング素子に与えられ、過電流の検出時
に前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を遮断するようにし
てもよい。
して前記スイッチング素子に与えられ、過電流の検出時
に前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を遮断するようにし
てもよい。
【００１７】
【作用】出力ラインの電圧とは異なる定電圧に比例する
第１の電圧と検出抵抗に発生する電圧との和に比例する
第２の電圧とを比較するように構成することにより、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの出力電圧の高低とは無関係に、過
電流として検出されるべき電流値を前記定電圧に比例す
る値に設定することができ、過電流が検出されたときに
スイッチング素子が制御される。
第１の電圧と検出抵抗に発生する電圧との和に比例する
第２の電圧とを比較するように構成することにより、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの出力電圧の高低とは無関係に、過
電流として検出されるべき電流値を前記定電圧に比例す
る値に設定することができ、過電流が検出されたときに
スイッチング素子が制御される。
【００１８】
【実施例】以下、図により、この発明の実施例を説明す
る。なお、実施例の説明においては、図９の過電流保護
回路に使用される構成要素と同じ又は対応する構成要素
は、同一の参照数字又は符号で指示されている。
る。なお、実施例の説明においては、図９の過電流保護
回路に使用される構成要素と同じ又は対応する構成要素
は、同一の参照数字又は符号で指示されている。
【００１９】図１は、この発明に係る過電流保護回路の
原理を示す図である。この過電流保護回路を図９のもの
と比較すると、抵抗Ｒ２，Ｒ４のグランドラインに接続
された側をグランドラインから切り離すとともに、直列
に接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２に並列に定電圧Ｖｚの電源
を接続した点で相違する。
原理を示す図である。この過電流保護回路を図９のもの
と比較すると、抵抗Ｒ２，Ｒ４のグランドラインに接続
された側をグランドラインから切り離すとともに、直列
に接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２に並列に定電圧Ｖｚの電源
を接続した点で相違する。
【００２０】これにより、定電圧Ｖｚは抵抗Ｒ１，Ｒ２
で分割され、電圧Ｖｚ＋Ｖｓが抵抗Ｒ３，Ｒ４により分
割されるので、Ｖａ及びＶｂは次のように表される。
で分割され、電圧Ｖｚ＋Ｖｓが抵抗Ｒ３，Ｒ４により分
割されるので、Ｖａ及びＶｂは次のように表される。
【００２１】 Ｖａ＝｛Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）｝・Ｖｚ＋（Ｖｏ−Ｖｚ） Ｖｂ＝｛Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）｝・（Ｖｚ＋Ｖｓ）＋（Ｖｏ−Ｖｚ） 出力電流Ｉｏが増大して検出電流値Ｉｏｓになる（Ｉｏ
＝Ｉｏｓ）とき、Ｖａ＝Ｖｂ及びＶｓ＝Ｒｓ・Ｉｏｓと
なるので、Ｒ２＝Ｒ４＝Ｒとすると、次式の関係が得ら
れる。
＝Ｉｏｓ）とき、Ｖａ＝Ｖｂ及びＶｓ＝Ｒｓ・Ｉｏｓと
なるので、Ｒ２＝Ｒ４＝Ｒとすると、次式の関係が得ら
れる。
【００２２】 Ｉｏｓ＝（Ｖｚ／Ｒｓ）・｛（Ｒ３−Ｒ１）／（Ｒ＋Ｒ１）｝ （２） この式（２）には出力電圧Ｖｏが含まれていないので、
定電圧Ｖｚが一定であれば、検出電流値Ｉｏｓの値も出
力電圧Ｖｏに無関係な一定の制御値を持ち、図１２に示
された定電流垂下特性となる。また、電圧Ｖｚが一定の
ため、出力電圧の設定によって過電流設定値が変化する
こともないので、出力電圧Ｖｏが高いときに生じたよう
な過電流設定が困難になるという問題も発生しない。
定電圧Ｖｚが一定であれば、検出電流値Ｉｏｓの値も出
力電圧Ｖｏに無関係な一定の制御値を持ち、図１２に示
された定電流垂下特性となる。また、電圧Ｖｚが一定の
ため、出力電圧の設定によって過電流設定値が変化する
こともないので、出力電圧Ｖｏが高いときに生じたよう
な過電流設定が困難になるという問題も発生しない。
【００２３】図２は、この発明に係る過電流保護回路の
第１の実施例の構成を示す回路図である。定電圧Ｖｚを
供給するために、直列に接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２に並
列にツェナーダイオードＤｚが接続される。こうして、
前記のとおり、ツェナーダイオードＤｚと抵抗Ｒ２との
接続点Ｆの電圧Ｖｆ（＝Ｖｏ−Ｖｚ）を基底として、検
出抵抗Ｒｓの両端において抵抗Ｒ１，Ｒ２及びＲ３，Ｒ
４によって電圧Ｖｚ又はＶｚ＋Ｖｓが分割されて前記の
電圧Ｖａ，Ｖｂが形成され、前記の式（２）で表される
検出電流値Ｉｏｓが得られる。
第１の実施例の構成を示す回路図である。定電圧Ｖｚを
供給するために、直列に接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２に並
列にツェナーダイオードＤｚが接続される。こうして、
前記のとおり、ツェナーダイオードＤｚと抵抗Ｒ２との
接続点Ｆの電圧Ｖｆ（＝Ｖｏ−Ｖｚ）を基底として、検
出抵抗Ｒｓの両端において抵抗Ｒ１，Ｒ２及びＲ３，Ｒ
４によって電圧Ｖｚ又はＶｚ＋Ｖｓが分割されて前記の
電圧Ｖａ，Ｖｂが形成され、前記の式（２）で表される
検出電流値Ｉｏｓが得られる。
【００２４】Ｖａ＞Ｖｂのときに差動増幅器２からは何
も出力されず、その後段のパルス幅変調回路１″には何
ら影響を与えない。一方、Ｖｂ≧Ｖａとなると、差動増
幅器２は電圧Ｖｂと電圧Ｖａとの差に対応した値の出力
信号をパルス幅変調回路１″に与えるので、この出力信
号の値に応じてパルス幅変調回路１″は出力パルスの幅
を小さくする。これにより、スイッチング素子Ｑがオン
となる時間が短縮され、ＤＣ−ＤＣコンバータからの出
力電圧は低下する。なお、パルス幅変調回路１″は誤差
増幅器５の出力よりも差動増幅器２の出力の方を優先し
て作動するように構成されている。
も出力されず、その後段のパルス幅変調回路１″には何
ら影響を与えない。一方、Ｖｂ≧Ｖａとなると、差動増
幅器２は電圧Ｖｂと電圧Ｖａとの差に対応した値の出力
信号をパルス幅変調回路１″に与えるので、この出力信
号の値に応じてパルス幅変調回路１″は出力パルスの幅
を小さくする。これにより、スイッチング素子Ｑがオン
となる時間が短縮され、ＤＣ−ＤＣコンバータからの出
力電圧は低下する。なお、パルス幅変調回路１″は誤差
増幅器５の出力よりも差動増幅器２の出力の方を優先し
て作動するように構成されている。
【００２５】ここで、検出抵抗Ｒｓ、抵抗Ｒ１〜Ｒ４及
び電圧Ｖｚの値は以下のように設定される。検出抵抗Ｒ
ｓの値は、出力電流が比較的小さく、過電流域に入って
いない通常の場合、検出抵抗Ｒｓでの電圧降下がさほど
大きくないように設定される。また、このとき、Ｖａ＞
Ｖｂが成立するように、それぞれの抵抗Ｒｓ，Ｒ１〜Ｒ
４及び電圧Ｖｚの値が設定される。更に、抵抗Ｒｓ及び
Ｒ１〜Ｒ４の値は、先の設定条件を満たすと同時に出力
電流Ｉｏが検出電流値まで増加したときＶｂ≧Ｖａの関
係を満たすような値に設定される。
び電圧Ｖｚの値は以下のように設定される。検出抵抗Ｒ
ｓの値は、出力電流が比較的小さく、過電流域に入って
いない通常の場合、検出抵抗Ｒｓでの電圧降下がさほど
大きくないように設定される。また、このとき、Ｖａ＞
Ｖｂが成立するように、それぞれの抵抗Ｒｓ，Ｒ１〜Ｒ
４及び電圧Ｖｚの値が設定される。更に、抵抗Ｒｓ及び
Ｒ１〜Ｒ４の値は、先の設定条件を満たすと同時に出力
電流Ｉｏが検出電流値まで増加したときＶｂ≧Ｖａの関
係を満たすような値に設定される。
【００２６】出力電流Ｉｏが検出電流値Ｉｏｓまで増加
してＶｂ≧Ｖａとなると、差動増幅器２は能動的とな
り、パルス幅変調回路１″に対してその出力パルスの幅
を狭めるように指令するので、出力電圧Ｖｏ及び出力電
流Ｉｏは低減する方向に動き、Ｖａ＝Ｖｂ即ち検出抵抗
Ｒｓでの電圧降下がＲｓ・ＩｏｓとなったところでＤＣ
−ＤＣコンバータの出力電圧は安定する。
してＶｂ≧Ｖａとなると、差動増幅器２は能動的とな
り、パルス幅変調回路１″に対してその出力パルスの幅
を狭めるように指令するので、出力電圧Ｖｏ及び出力電
流Ｉｏは低減する方向に動き、Ｖａ＝Ｖｂ即ち検出抵抗
Ｒｓでの電圧降下がＲｓ・ＩｏｓとなったところでＤＣ
−ＤＣコンバータの出力電圧は安定する。
【００２７】前記のとおり、図９に示す過電流保護回路
では、出力電圧Ｖｏが低減すると、前記式（１）につれ
て検出電流値Ｉｏｓも低下してしまうので、電流−電圧
特性は定電流垂下型ではなくフの字型になる。しかしな
がら、この発明においては、前記式（２）に示すとお
り、検出電流値Ｉｏｓは一定の電圧Ｖｚに比例し、出力
電圧Ｖｏとは無関係なので、出力電圧Ｖｏが低下しても
検出電流値Ｉｏｓは全く影響されずに一定値を保ち、図
１２に示す定電流垂下特性を実現する。
では、出力電圧Ｖｏが低減すると、前記式（１）につれ
て検出電流値Ｉｏｓも低下してしまうので、電流−電圧
特性は定電流垂下型ではなくフの字型になる。しかしな
がら、この発明においては、前記式（２）に示すとお
り、検出電流値Ｉｏｓは一定の電圧Ｖｚに比例し、出力
電圧Ｖｏとは無関係なので、出力電圧Ｖｏが低下しても
検出電流値Ｉｏｓは全く影響されずに一定値を保ち、図
１２に示す定電流垂下特性を実現する。
【００２８】ところで、出力が完全に短絡され、出力電
圧Ｖｏがゼロになったとき、Ｖｆ＝−Ｖｚとなるため、
ツェナーダイオードＤｚに直列に接続された抵抗Ｒ５の
点Ｆとは反対側の端子Ｇの電圧Ｖｇは−Ｖｚよりも低く
なければならない。そこで、図２では第２のダイオード
Ｄ２と第２のコンデンサＣ２が設けられ、チョークコイ
ルＬに別巻きされたコイルからの電圧をこれらのダイオ
ード及びコンデンサによって平滑化することによって、
この電圧Ｖｇを作っている。
圧Ｖｏがゼロになったとき、Ｖｆ＝−Ｖｚとなるため、
ツェナーダイオードＤｚに直列に接続された抵抗Ｒ５の
点Ｆとは反対側の端子Ｇの電圧Ｖｇは−Ｖｚよりも低く
なければならない。そこで、図２では第２のダイオード
Ｄ２と第２のコンデンサＣ２が設けられ、チョークコイ
ルＬに別巻きされたコイルからの電圧をこれらのダイオ
ード及びコンデンサによって平滑化することによって、
この電圧Ｖｇを作っている。
【００２９】図３は、この発明に係る過電流保護回路の
第２の実施例の構成を示す回路図である。これは図２の
実施例と比較して、チョークコイルＬの別巻線と第２の
ダイオードＤ２と第２のコンデンサＣ２とを省略すると
ともに、抵抗Ｒ５の一端Ｇをグランドラインに接続した
点で相違する。
第２の実施例の構成を示す回路図である。これは図２の
実施例と比較して、チョークコイルＬの別巻線と第２の
ダイオードＤ２と第２のコンデンサＣ２とを省略すると
ともに、抵抗Ｒ５の一端Ｇをグランドラインに接続した
点で相違する。
【００３０】図４は、図３に示す実施例の電流−電圧特
性を示している。図に示すように、Ｖｆ＝Ｖｏ−Ｖｚ≒
０となったとき、又は、出力電圧ＶｏがＶｚ以下に低下
したとき、ツェナーダイオードＤｚは電圧Ｖｚを維持す
ることができなくなり、見かけ上はツェナーダイオード
Ｄｚが存在しない従来の過電流保護回路と同様のフの字
特性を示す。
性を示している。図に示すように、Ｖｆ＝Ｖｏ−Ｖｚ≒
０となったとき、又は、出力電圧ＶｏがＶｚ以下に低下
したとき、ツェナーダイオードＤｚは電圧Ｖｚを維持す
ることができなくなり、見かけ上はツェナーダイオード
Ｄｚが存在しない従来の過電流保護回路と同様のフの字
特性を示す。
【００３１】図２及び図３に示す実施例においては、過
電流抑制特性がそれぞれ図１２及び図４に示す定電流垂
下型となるので、出力電圧の高低に無関係に検出電流
値、即ち過電流として検出すべき電流値を設定すること
ができ、定電流負荷に出力を供給するのが容易である
うえ、モータ等のインラッシュ電流が流れる負荷に対
して最大の定電流を供給することができるので、こうし
た負荷の起動が容易になる。
電流抑制特性がそれぞれ図１２及び図４に示す定電流垂
下型となるので、出力電圧の高低に無関係に検出電流
値、即ち過電流として検出すべき電流値を設定すること
ができ、定電流負荷に出力を供給するのが容易である
うえ、モータ等のインラッシュ電流が流れる負荷に対
して最大の定電流を供給することができるので、こうし
た負荷の起動が容易になる。
【００３２】図５は、この発明に係る過電流保護回路の
第３の実施例の構成を示す回路図である。図５におい
て、ＤＣ−ＤＣコンバータの変換部１は、チョークコイ
ルＬと、コンデンサＣ１と、ダイオードＤ１と、駆動回
路１′によって駆動されるスイッチング素子Ｑと、駆動
回路１′にパルス幅変調された信号を与えるパルス幅変
調回路１″とを備える。スイッチング素子Ｑは、パルス
幅変調回路１″及び駆動回路１′からの指令に基づい
て、直流入力電源Ｅから得た電圧をスイッチングする。
こうして作られたパルス電圧をチョークコイルＬ、コン
デンサＣ１及びダイオードＤ１によって平滑し、直流化
した出力電圧Ｖｏが負荷３に加えられる。
第３の実施例の構成を示す回路図である。図５におい
て、ＤＣ−ＤＣコンバータの変換部１は、チョークコイ
ルＬと、コンデンサＣ１と、ダイオードＤ１と、駆動回
路１′によって駆動されるスイッチング素子Ｑと、駆動
回路１′にパルス幅変調された信号を与えるパルス幅変
調回路１″とを備える。スイッチング素子Ｑは、パルス
幅変調回路１″及び駆動回路１′からの指令に基づい
て、直流入力電源Ｅから得た電圧をスイッチングする。
こうして作られたパルス電圧をチョークコイルＬ、コン
デンサＣ１及びダイオードＤ１によって平滑し、直流化
した出力電圧Ｖｏが負荷３に加えられる。
【００３３】誤差増幅器５は出力電圧Ｖｏと基準電圧Ｖ
ｒとを比較し、その差に応じた誤差信号をパルス幅変調
回路１″に与える（こうしてフィードバック・ループが
形成される）。これにより、誤差信号に応じた幅のパル
スがパルス幅変調回路１″から出力され、スイッチング
素子Ｑのオン時間を制御する。例えば、出力電圧Ｖｏが
基準電圧Ｖｒよりも高ければ、小さな幅のパルスが出力
され、逆に、出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒよりも低けれ
ば、大きな幅のパルスが出力される。こうして、スイッ
チング素子Ｑは、出力電圧Ｖｏを安定化するように誤差
信号に応じた幅のパルスによって駆動される。
ｒとを比較し、その差に応じた誤差信号をパルス幅変調
回路１″に与える（こうしてフィードバック・ループが
形成される）。これにより、誤差信号に応じた幅のパル
スがパルス幅変調回路１″から出力され、スイッチング
素子Ｑのオン時間を制御する。例えば、出力電圧Ｖｏが
基準電圧Ｖｒよりも高ければ、小さな幅のパルスが出力
され、逆に、出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒよりも低けれ
ば、大きな幅のパルスが出力される。こうして、スイッ
チング素子Ｑは、出力電圧Ｖｏを安定化するように誤差
信号に応じた幅のパルスによって駆動される。
【００３４】図５の実施例においては、図６に示すよう
に、電流−電圧特性の過電流検出域を定電流域へ拡げる
ことができるので、図２及び図３の実施例の効果に加え
て、コンデンサ、モータ、白熱電球等の負荷の場合のイ
ンラッシュ電流に対して過電流ラッチされ出力が遮断さ
れにくくなり、したがって、電源投入時のインラッシュ
電流で出力が立ち上がらないという誤動作が防止され
る。
に、電流−電圧特性の過電流検出域を定電流域へ拡げる
ことができるので、図２及び図３の実施例の効果に加え
て、コンデンサ、モータ、白熱電球等の負荷の場合のイ
ンラッシュ電流に対して過電流ラッチされ出力が遮断さ
れにくくなり、したがって、電源投入時のインラッシュ
電流で出力が立ち上がらないという誤動作が防止され
る。
【００３５】
【発明の効果】以上、若干の実施例を参照しながら、こ
の発明を詳細に説明したところから明らかなように、過
電流として検出すべき電流値をＤＣ−ＤＣコンバータの
出力電圧とは無関係な一定値に設定することができるの
で、定電流負荷や、モータ負荷のように起動時に大きな
電流を要する負荷の場合に、出力電圧が立ち上がらない
等の誤動作が生じないばかりでなく、過電流として検出
すべき電流値を容易に設定することができるという格別
の効果を奏する。
の発明を詳細に説明したところから明らかなように、過
電流として検出すべき電流値をＤＣ−ＤＣコンバータの
出力電圧とは無関係な一定値に設定することができるの
で、定電流負荷や、モータ負荷のように起動時に大きな
電流を要する負荷の場合に、出力電圧が立ち上がらない
等の誤動作が生じないばかりでなく、過電流として検出
すべき電流値を容易に設定することができるという格別
の効果を奏する。
【図１】この発明に係る過電流保護回路の原理を説明す
るための図である。
るための図である。
【図２】この発明に係る過電流保護回路の第１の実施例
の構成を示す回路図である。
の構成を示す回路図である。
【図３】この発明に係る過電流保護回路の第２の実施例
の構成を示す回路図である。
の構成を示す回路図である。
【図４】図３に示す過電流保護回路の特性を示す図であ
る。
る。
【図５】この発明に係る過電流保護回路の第３の実施例
の構成を示す回路図である。
の構成を示す回路図である。
【図６】図５の実施例の特性を説明するための図であ
る。
る。
【図７】ａ及びｂはそれぞれ、ＤＣ−ＤＣコンバータの
出力での過電流を従来はどの位置で検出していたかを説
明するための図である。
出力での過電流を従来はどの位置で検出していたかを説
明するための図である。
【図８】従来の過電流保護回路の一例を示す図である。
【図９】従来の過電流保護回路の他の例を示す回路図で
ある。
ある。
【図１０】図９に示す過電流保護回路の特性を示す図で
ある。
ある。
【図１１】図９に示す過電流保護回路の問題点を説明す
るための図である。
るための図である。
【図１２】過電流保護回路の望ましい特性を説明するた
めの図である。
めの図である。
１：ＤＣ−ＤＣコンバータの変換部、１″：パルス幅変
調回路、２：差動増幅器、３：負荷、４：ラッチ回路、
５：誤差増幅器、Ｒｓ：検出抵抗、Ｄｚ：ツェナーダイ
オード。
調回路、２：差動増幅器、３：負荷、４：ラッチ回路、
５：誤差増幅器、Ｒｓ：検出抵抗、Ｄｚ：ツェナーダイ
オード。
Claims (4)
- 【請求項１】 少なくとも１つのスイッチング素子を備
えるＤＣ−ＤＣコンバータの出力での過電流を検出して
負荷を保護するための過電流保護回路において、 前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力ラインに流れる電流に
比例する電圧を発生する検出抵抗と、 前記出力ラインの電圧とは異なる定電圧に比例する第１
の電圧を供給するための手段と、 前記定電圧と前記検出抵抗に発生する電圧との和に関係
する第２の電圧を供給するための手段と、 前記第１の電圧と前記第２の電圧とを比較し、過電流が
検出されたときに前記スイッチング素子を制御する信号
を出力する比較手段とを具備し、過電流として検出され
るべき電流値が前記定電圧に比例する値に設定されるこ
とを特徴とする過電流保護回路。 - 【請求項２】 前記比較手段の出力がラッチ回路を介し
て前記スイッチング素子に与えられ、過電流検出時に前
記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力が遮断される請求項１記
載の過電流保護回路。 - 【請求項３】 少なくとも１つのスイッチング素子を備
えるＤＣ−ＤＣコンバータの出力での過電流を検出して
負荷を保護するための過電流保護回路において、 前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力ラインに流れる電流に
比例する電圧を発生する検出抵抗と、 前記出力ラインの電圧とは異なる定電圧を供給するため
の定電圧源と、 前記定電圧源に並列に接続され、前記定電圧に比例する
第１の電圧を供給するための第１の分圧手段と、 前記定電圧と前記検出抵抗に発生する電圧との和に関係
する第２の電圧を供給するための第２の分圧手段と、 前記第１の電圧と前記第２の電圧とを比較し、過電流が
検出されたときに前記スイッチング素子を制御する信号
を出力する差動増幅器と、 を具備し、過電流として検出されるべき電流値が前記定
電圧に比例する値に設定されることを特徴とする過電流
保護回路。 - 【請求項４】 前記差動増幅器の出力がラッチ回路を介
して前記スイッチング素子に与えられ、過電流の検出時
に前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を遮断する請求項４
記載の過電流保護回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04014974A JP3129811B2 (ja) | 1992-01-30 | 1992-01-30 | Ｄｃ−ｄｃコンバータの過電流保護回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04014974A JP3129811B2 (ja) | 1992-01-30 | 1992-01-30 | Ｄｃ−ｄｃコンバータの過電流保護回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05211763A true JPH05211763A (ja) | 1993-08-20 |
| JP3129811B2 JP3129811B2 (ja) | 2001-01-31 |
Family
ID=11875954
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04014974A Expired - Fee Related JP3129811B2 (ja) | 1992-01-30 | 1992-01-30 | Ｄｃ−ｄｃコンバータの過電流保護回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3129811B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009065776A (ja) * | 2007-09-06 | 2009-03-26 | Canon Inc | スイッチング電源装置 |
| JP2011010512A (ja) * | 2009-06-29 | 2011-01-13 | Denso Corp | 昇降圧コンバータ |
| JP2014017931A (ja) * | 2012-07-06 | 2014-01-30 | Asahi Kasei Electronics Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2023060290A (ja) * | 2019-02-14 | 2023-04-27 | 株式会社内田洋行 | 電源装置 |
-
1992
- 1992-01-30 JP JP04014974A patent/JP3129811B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009065776A (ja) * | 2007-09-06 | 2009-03-26 | Canon Inc | スイッチング電源装置 |
| JP2011010512A (ja) * | 2009-06-29 | 2011-01-13 | Denso Corp | 昇降圧コンバータ |
| JP2014017931A (ja) * | 2012-07-06 | 2014-01-30 | Asahi Kasei Electronics Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2023060290A (ja) * | 2019-02-14 | 2023-04-27 | 株式会社内田洋行 | 電源装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3129811B2 (ja) | 2001-01-31 |
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