JPH05219773A - モータ制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 モータ制御回路に関し、特に構成素子数が少
なく、低い電源電圧で動作するモータ制御回路を提供す
ることを目的とする。 【構成】 基準電圧生成手段，分圧手段，定電圧重畳手
段，損失補正電圧生成手段，駆動電流生成手段，被制御
モータを具備して、前記被制御モータの特性に応じて前
記基準電圧生成手段，前記分圧手段，前記定電圧重畳手
段，前記損失補正電圧生成手段のそれぞれの構成素子定
数を設定することによって、従来の回路よりも所要の構
成素子数が少なく、低い電源電圧でも動作するモータ制
御回路を提供する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はモータ制御回路に係り、
特に使用素子数が少なく低い電源電圧でも動作するモー
タ制御回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】図４は、従来のモータ制御回路の一例の
回路図を示す。同図中、ツェナーダイオードＤ_Z によっ
てその両端に生成された定電圧Ｖ_S1は、抵抗Ｒ₁ および
Ｒ₂ によって分圧される。抵抗Ｒ₂ の両端に生成された
定電圧Ｖ_S2は、演算増幅器Ａ₁，ＮＰＮ型トランジスタ
Ｑ₄₁，抵抗Ｒ₃ で構成される定電流回路に供給される。
定電流回路は、定電圧Ｖ_S2から基準定電流Ｉ_S を生成す
る。

【０００３】基準定電流Ｉ_S は、可変抵抗Ｒ₄ によって
演算増幅器Ａ₂ の非反転入力端子に入力される制御電圧
Ｖ_S4に変換される。制御電圧Ｖ_S4は、さらに演算増幅器
Ａ₂およびＮＰＮ型トランジスタＱ₄₂によって被制御モ
ータＭを駆動する駆動電流となる。一方、被制御モータ
Ｍの内部抵抗による損失電圧は、抵抗Ｒ₅ ，Ｒ₆ および
Ｒ₇ によって補正される。

【０００４】以上により、被制御モータＭは高い精度で
制御されていた。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】上記の回路構成によれ
ば、演算増幅器Ａ₂ に供給する制御電圧Ｖ_S4の精度を保
持するために、専用の基準定電流生成手段で基準定電流
Ｉ_S を生成している。すなわち、基準定電流生成手段と
して、定電流回路（演算増幅器Ａ₁ ，トランジスタ
Ｑ₄₁，抵抗Ｒ₃ で構成される）と、定電流回路に与える
定電圧を生成する定電圧回路（ツェナーダイオードＤ_Z
および抵抗Ｒ₁ ，Ｒ₂ で構成される）と、それらを駆動
するための電力を供給する手段（ＰＮＰ型トランジスタ
Ｑ₄₄およびＱ₄₅で構成される）とが必要であった。

【０００６】したがって、回路構成が複雑となり、か
つ、電源電圧をある程度高くする必要がある、という問
題点があった。

【０００７】本発明は上述の点に鑑みてなされたもので
あり、簡単な回路構成で、かつ、低い電源電圧でも制御
可能なモータ制御回路を提供することを目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記の問題点を解決する
ために本発明では、直流電圧源から基準電圧を生成する
基準電圧生成手段と、前記基準電圧から第一および第二
の分圧電圧を生成する分圧手段と、前記第一の分圧電圧
に一定電圧を重畳して制御電圧を生成する定電圧重畳手
段と、前記第二の分圧電圧から損失電圧に対する損失補
正電圧を生成する損失補正電圧生成手段と、前記基準電
圧および前記制御電圧から駆動電流を生成する駆動電流
生成手段と、前記駆動電流および前記損失補正電圧によ
って駆動される被制御モータとを具備し、前記被制御モ
ータの内部抵抗および逆起電力の特性に応じて、前記基
準電圧生成手段，前記分圧手段，前記定電圧重畳手段お
よび前記損失補正電圧生成手段の構成素子定数を設定し
た。

【０００９】

【作用】上記構成によれば、分圧手段で所定の分圧比を
設定することによって制御電圧の原因である第一の分圧
電圧と損失補正電圧の原因である第二の分圧電圧が同時
に生成されるので、従来の回路における基準電流を生成
するための基準定電流生成手段が不要となる。

【００１０】

【実施例】図１は、本発明の第一実施例の回路図であ
る。同図中、図４と同一構成部分については同一符号を
付し、その説明を省略する。同図中、Ｑ₁₂，Ｑ₁₃，Ｑ₁₆
はＮＰＮ型トランジスタを、Ｒ₈ は抵抗を、Ｒ₉ は可変
抵抗を、Ｖ_S は定電圧源を、それぞれ示す。

【００１１】図１において、直流電圧源Ｖｃｃには電流
源ＣＣ₁ ，演算増幅器Ａ₂ の電源端子，抵抗Ｒ₅ および
Ｒ₇ の一端がそれぞれ接続されている。

【００１２】電流源ＣＣ₁ の他端には、トランジスタＱ
₁₃のコレクタおよびベースとトランジスタＱ₁₆のベース
が接続され、トランジスタＱ₁₃のエミッタはアースされ
ている。トランジスタＱ₁₆のコレクタは演算増幅器Ａ₂
へ接続され、エミッタはアースされている。

【００１３】抵抗Ｒ₅ の他端は抵抗Ｒ₆ とＲ₈ の一端お
よび演算増幅器Ａ₂ の非反転入力端子に接続されてい
る。抵抗Ｒ₆ の他端はトランジスタＱ₁₂のコレクタに接
続されている。抵抗Ｒ₇ の他端は可変抵抗Ｒ₉ の一端と
被制御モータＭに接続され、被制御モータの他端はトラ
ンジスタＱ₁₂のコレクタに接続されている。

【００１４】抵抗Ｒ₈ の他端と可変抵抗Ｒ₉ の他端は相
互に接続されており、その接点はさらに定電圧源Ｖ_S を
介して演算増幅器Ａ₂ の反転入力端子に接続されてい
る。演算増幅器Ａ₂ の出力端子はトランジスタＱ₁₂のベ
ースに接続されている。

【００１５】図１において、抵抗Ｒ₈ と可変抵抗Ｒ₉ は
前述の分圧手段を、抵抗Ｒ₅ およびＲ₆ は前述の基準電
圧生成手段を、定電圧源Ｖ_S は前述の定電圧重畳手段
を、抵抗Ｒ₅ ，Ｒ₆ およびＲ₇ は前述の損失補正電圧生
成手段を、演算増幅器Ａ₂ およびトランジスタＱ₁₂は前
述の駆動電流生成手段を、それぞれ構成している。

【００１６】なお、説明のために、直流電圧源Ｖｃｃと
演算増幅器Ａ₂ の反転入力端子との間の電圧をＶ_a と、
直流電圧源Ｖｃｃと演算増幅器Ａ₂ の非反転入力端子と
の間の電圧をＶ_b と、直流電圧源Ｖｃｃとトランジスタ
Ｑ₁₂のコレクタとの間の電圧をＶ_N と、被制御モータＭ
を流れる電流をＩ_m と、抵抗Ｒ₅ を流れるをＩ₅ と、可
変抵抗Ｒ₉ を流れる電流をＩ₈ と、演算増幅器Ａ₂ の非
反転入力端子に流れ込む電流をＩ_B+と、演算増幅器Ａ₂
の反転入力端子に流れ込む電流をＩ_B-と、それぞれ定義
し、図１中に示す。

【００１７】図１において、 Ｉ_m ≫Ｉ₈ ≫Ｉ_B- かつ
Ｉ_m ≫Ｉ₈ ≫Ｉ_B+ およびＩ₅ ≫Ｉ₈ ≫Ｉ_B- かつ
Ｉ₅ ≫Ｉ₈ ≫Ｉ_B+ とすると、 Ｖ_a ＝（Ｒ₇ ×Ｉ_m ）＋｛（Ｒ₉ ／Ｒ₈ ）×Ｖ_S ｝ （１１） Ｖ_b ＝Ｖ_a ＋Ｖ_S （１２） と、表せる。

【００１８】一方、 Ｖ_N ＝Ｖ_b ×｛１＋（Ｒ₆ ／Ｒ₅ ）｝ （１３） と、表すことが可能である。ここで、被制御モータＭを
等価的に置き換えると、内部抵抗Ｒ_g と逆起電力Ｅ_g と
が直列に接続されたものとなるので、 Ｖ_N ＝｛（Ｒ₇ ＋Ｒ_g ）×Ｉ_m ｝＋Ｅ_g （１４） と、表せる。

【００１９】（１３）式に（１１），（１２）式を代入
すると、 Ｖ_N ＝［（Ｒ₇ ×Ｉ_m ）＋〔｛１＋（Ｒ₉ ／Ｒ₈ ）｝×Ｖ_S 〕］ ×｛１＋（Ｒ₆ ／Ｒ₅ ）｝ （１５） と、表せる。

【００２０】（１４），（１５）式より、 ｛（Ｒ₇ ＋Ｒ_g ）×Ｉ_m ｝＋Ｅ_g ＝〔Ｒ₇ ×｛１＋（Ｒ₆ ／Ｒ₅ ）｝×Ｉ_m 〕 ＋〔｛１＋（Ｒ₉ ／Ｒ₈ ）｝ ×｛１＋（Ｒ₆ ／Ｒ₅ ）｝×Ｖ_S 〕 （１６） となり、これが被制御モータＭが制御されるためのバラ
ンス条件となる。

【００２１】以上より、被制御モータＭを制御するため
には、構成素子定数を次のように設定すればよい。すな
わち、 Ｒ₇ ＝Ｒ_g ×｛１＋（Ｒ₆ ／Ｒ₅ ）｝ （１７） Ｅ_g ＝｛１＋（Ｒ₉ ／Ｒ₈ ）｝×｛１＋（Ｒ₆ ／Ｒ₅ ）｝×Ｖ_S （１８） となるので、可変抵抗Ｒ₉ の抵抗値を調整して所定の分
圧比（Ｒ₉ ／Ｒ₈ ）を設定することにより、従来と同様
に被制御モータＭを高い精度で制御することが可能であ
る。

【００２２】図２は、本発明の第一実施例の詳細な回路
図である。同図中、ＮＰＮ型トランジスタＱ₂₂，Ｑ₂₃，
Ｑ₂₆は、図１におけるＮＰＮ型トランジスタＱ₁₂，
Ｑ₁₃，Ｑ ₁₆に相当する。

【００２３】図２中、電流源ＣＣ₁ は、抵抗Ｒ₂₀₁ ，Ｒ
₂₀₂ およびＲ₂₀₃ と、ＰＮＰ型トランジスタＱ₂₀₁ ，Ｑ
₂₀₂ およびＮＰＮ型トランジスタＱ₂₀₃ によって構成さ
れている。演算増幅器Ａ₂ は、抵抗Ｒ₂₁₁ およびＲ₂₁₂
と、ＰＮＰ型トランジスタＱ ₂₁₁ ，Ｑ₂₁₂ およびＮＰＮ
型トランジスタＱ₂₁₃ ，Ｑ₂₁₄ によって構成されてい
る。また、演算増幅器Ａ₂ の出力端子とＮＰＮ型トラン
ジスタＱ₂₂のベースの間にアンプ（ＡＭＰ）が接続され
ており、抵抗Ｒ₂₂₁ ，Ｒ₂₂₂ およびＲ₂₂₃ と、ＰＮＰ型
トランジスタＱ₂₂₁ およびＮＰＮ型トランジスタＱ₂₂₂
によって構成されている。

【００２４】図３は、本発明の第二実施例の回路図であ
る。同図中、第一実施例と同一構成部分については同一
の符号を付し、その説明を省略する。また、ＮＰＮ型ト
ランジスタＱ₃₃，Ｑ₃₆は、図１におけるＮＰＮ型トラン
ジスタＱ₁₃，Ｑ₁₆に相当する。

【００２５】図３中、Ｑ_32A ，Ｑ_32B は、ＮＰＮ型トラ
ンジスタで、Ｑ_32B のエミッタ接合面積は、Ｑ_32A のｎ
倍となっている。Ｒ_A およびＲ_B は、抵抗である。

【００２６】図３において、直流電圧源Ｖｃｃには電流
源ＣＣ₁ 、演算増幅器Ａ₂ の電源端子、抵抗Ｒ₇ 、被制
御モーターＭの一端が、それぞれ接続されている。

【００２７】抵抗Ｒ₇ の他端は、抵抗Ｒ₈ の一端とトラ
ンジスタＱ_32A のコレクタに接続され、また、定電圧源
Ｖ_S を介して演算増幅器Ａ₂ の反転入力端子に接続され
ている。

【００２８】被制御モータＭの他端は、可変抵抗Ｒ₉ の
一端およびトランジスタＱ_32B のコレクタに接続されて
いる。

【００２９】抵抗Ｒ₈ の他端と可変抵抗Ｒ₉ の他端は相
互に接続されており、その接点はさらに演算増幅器Ａ₂
の非反転入力端子に接続されている。

【００３０】演算増幅器Ａ₂ の出力端子は、トランジス
タＱ_32A およびＱ_32B のベースに接続されている。Ｑ
_32A およびＱ_32B のエミッタは、それぞれ抵抗Ｒ_A およ
びＲ_Bを介してアースされている。

【００３１】図３において、抵抗Ｒ₈ と可変抵抗Ｒ₉ は
分圧手段を、トランジスタＱ_32A およびＱ_32B は基準電
圧生成手段を、定電圧源Ｖ_S は定電圧重畳手段を、抵抗
Ｒ₇およびトランジスタＱ_32A ，Ｑ_32B は損失補正電圧
生成手段を、演算増幅器Ａ₂およびトランジスタＱ_32B
は駆動電流生成手段を、それぞれ構成している。

【００３２】なお、説明のために図１と同様のＶ_a およ
びＶ_b と、直流電圧源ＶｃｃとトランジスタＱ_32B のコ
レクタとの間の電圧をＥ_m と、およびトランジスタＱ
_32B のコレクタに流れ込む電流をＩ_m 、トランジスタＱ
_32A のコレクタに流れ込む電流をＩ_k 、抵抗Ｒ₈ を流れ
る電流をＩ₈ 、図１と同様のＩ_B+およびＩ_B-とを、それ
ぞれ定義し、図３中に示す。

【００３３】図３において、トランジスタＱ_32A とＱ
_32B とのエミッタ接合面積比が１：ｎとなっているの
で、Ｑ_32A とＱ_32B との電流密度比も１：ｎとなる。そ
こで、トランジスタＱ_32A のコレクタに流れ込む電流Ｉ
_k は、 Ｉ_k ＝Ｉ_m ／ｎ （２１） と、表せる。Ｉ_k ≫Ｉ₈ ≫Ｉ_B- かつ Ｉ_k ≫Ｉ₈ ≫Ｉ
_B+ とすると、 Ｖ_a ＝Ｒ₇ ×Ｉ_k （２２） Ｖ_b ＝Ｖ_a ＋Ｖ_S （２３） と、表せる。

【００３４】一方、 Ｅ_m ＝Ｖ_b ＋（Ｉ₈ ×Ｒ₉ ） ＝Ｖ_b ＋｛（Ｒ₉ ／Ｒ₈ ）×Ｖ_S ｝ （２４） と、表すことが可能であり、さらに、 Ｅ_m ＝（Ｒ_g ×Ｉ_m ）＋Ｅ_g （２５） と、表せる。

【００３５】（２４）式に（２１），（２２），（２
３）式を代入すると、 Ｅ_m ＝｛（Ｒ₇ ／ｎ）×Ｉ_m ｝ ＋〔｛１＋（Ｒ₉ ／Ｒ₈ ）｝×Ｖ_S 〕 （２６） と、表せる。

【００３６】（２５），（２６）式より、 （Ｒ_g ×Ｉ_m ）＋Ｅ_g ＝｛（Ｒ₇ ／ｎ）×Ｉ_m ｝ ＋〔｛１＋（Ｒ₉ ／Ｒ₈ ）｝×Ｖ_S 〕 （２７） となり、これが被制御モータＭが制御されるためのバラ
ンス条件となる。

【００３７】以上より、被制御モータＭを制御するため
には、構成素子定数を次のように設定すればよい。すな
わち、 Ｅ_g ＝｛１＋（Ｒ₉ ／Ｒ₈ ）｝×Ｖ_S （２８） Ｒ_g ＝Ｒ₇ ／ｎ （２９） となるので、可変抵抗Ｒ₉ の抵抗値を調整して所定の分
圧比（Ｒ₉ ／Ｒ₈ ）を設定することにより、従来と同様
に高い精度で被制御モータＭを制御することが可能であ
る。

【００３８】

【発明の効果】上述の如く本発明によれば、制御電圧お
よび損失補正電圧の原因である電圧が同一の分圧手段に
よって生成されるので、従来回路において必要であった
基準定電流生成手段が不要となり、回路構成が簡単にな
るとともに従来よりも低い電源電圧で動作可能になると
いう特長がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第一実施例の回路図である。

【図２】本発明の第一実施例の詳細な回路図である。

【図３】本発明の第二実施例の回路図である。

【図４】従来の一例の回路図である。

【符号の説明】

ＣＣ₁ 電流源 Ｄ_Z 定電圧生成用ツェナーダイオード Ａ₁ 定電流回路用演算増幅器 Ａ₂ 被制御モータ制御用演算増幅器 Ｑ₁ 基準定電流生成トランジスタ Ｑ₂ 被制御モータ駆動電流生成トランジスタ Ｑ₃ 電力供給トランジスタ群駆動用定電流生成トラン
ジスタ Ｑ₄ 定電圧回路駆動用トランジスタ Ｑ₅ 演算増幅器Ａ₁ 駆動用トランジスタ Ｑ₁₆ 演算増幅器Ａ₂ 駆動用トランジスタ Ｍ 被制御モータ Ｑ_32A 基準電圧生成，損失電圧補正用トランジスタ Ｑ_32B 基準電圧生成，損失電圧補正，駆動電流生成用
トランジスタ ｎ ＮＰＮ型トランジスタＱ_32B のＱ_32A に対するエミ
ッタ接合面積比 Ｖ_S 定電圧重畳用直流定電圧源

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電圧源から基準電圧を生成する基準
   電圧生成手段と、 前記基準電圧から第一および第二の分圧電圧を生成する
   分圧手段と、 前記第一の分圧電圧に一定電圧を重畳して制御電圧を生
   成する定電圧重畳手段と、 前記第二の分圧電圧から損失電圧に対する損失補正電圧
   を生成する損失補正電圧生成手段と、 前記基準電圧および前記制御電圧から駆動電流を生成す
   る駆動電流生成手段と、 前記駆動電流および前記損失補正電圧によって駆動され
   る被制御モータとを具備し、 前記被制御モータの内部抵抗および逆起電力の特性に応
   じて、前記基準電圧生成手段，前記分圧手段，前記定電
   圧重畳手段および前記損失補正電圧生成手段の構成素子
   定数を設定したことを特徴とするモータ制御回路。