JPH0522929B2 - - Google Patents
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- JPH0522929B2 JPH0522929B2 JP58200260A JP20026083A JPH0522929B2 JP H0522929 B2 JPH0522929 B2 JP H0522929B2 JP 58200260 A JP58200260 A JP 58200260A JP 20026083 A JP20026083 A JP 20026083A JP H0522929 B2 JPH0522929 B2 JP H0522929B2
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- circuit
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 2
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
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- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is DC
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
- G05F3/26—Current mirrors
- G05F3/265—Current mirrors using bipolar transistors only
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
＜技術分野＞
本発明はいわゆるバンドギヤツプタイプの定電
圧電源回路に関するものである。
圧電源回路に関するものである。
＜従来技術＞
第１図に示す従来回路では、最低動作電圧を
2.0V以下に下げることができないし、また利得
が低いため、負荷変動による出力電圧の変動が大
きい。前記変動が大きいのは、一般に、安定化電
源回路は基準電圧源と誤差増幅回路とから成り、
負荷が変動することによつて出力が変動したとき
には、誤差増幅回路で変動を増幅して、該変動を
打ち消すように安定化電源回路が動作するが、利
得の低いときには変動／利得が無視できず、出力
変化を招くからである。
2.0V以下に下げることができないし、また利得
が低いため、負荷変動による出力電圧の変動が大
きい。前記変動が大きいのは、一般に、安定化電
源回路は基準電圧源と誤差増幅回路とから成り、
負荷が変動することによつて出力が変動したとき
には、誤差増幅回路で変動を増幅して、該変動を
打ち消すように安定化電源回路が動作するが、利
得の低いときには変動／利得が無視できず、出力
変化を招くからである。
第２図に示す従来回路では、出力電流が変化
したときQ5のベース電流がそれに連動して変化
し、そのためQ1とQ2のコレクタ電流にアンバラ
ンスを生じ、結果として出力電圧の変化を招く。
したときQ5のベース電流がそれに連動して変化
し、そのためQ1とQ2のコレクタ電流にアンバラ
ンスを生じ、結果として出力電圧の変化を招く。
また両回路，ともの起動回路を別に必要と
する。例えば従来回路では、これだけでは起動
できず、たとえばQ3のベースをGNDとの間に高
抵抗R11を挿入する必要がある。また定常状態に
おける動作に悪影響をおよぼさない様に、起動後
は起動回路を切り離さなければならない。第３図
はこの回路構成例である。
する。例えば従来回路では、これだけでは起動
できず、たとえばQ3のベースをGNDとの間に高
抵抗R11を挿入する必要がある。また定常状態に
おける動作に悪影響をおよぼさない様に、起動後
は起動回路を切り離さなければならない。第３図
はこの回路構成例である。
＜発明の目的＞
本発明は、いわゆるバンドギヤツプタイプにあ
つて、低い電源電圧（1.7V程度）まで動作し、
且つ電源電圧変動に対し出力電圧の変化が小さく
また起動専用の回路を備えることなく簡単な回路
構成で実現できる定電圧電源回路を提供するもの
である。
つて、低い電源電圧（1.7V程度）まで動作し、
且つ電源電圧変動に対し出力電圧の変化が小さく
また起動専用の回路を備えることなく簡単な回路
構成で実現できる定電圧電源回路を提供するもの
である。
＜実施例＞
第４図に本発明の一実施例における回路図を示
す。
す。
図において、Q1とQ2、Q3とQ4はそれぞれベー
スを共通に接続したトランジスタで、Q1とQ3の
コレクタ同志、Q2とQ4のコレクタ同志を接続し
ている。また、Q3はそのベースとコレクタを結
線してダイオード接続としている。
スを共通に接続したトランジスタで、Q1とQ3の
コレクタ同志、Q2とQ4のコレクタ同志を接続し
ている。また、Q3はそのベースとコレクタを結
線してダイオード接続としている。
トランジスタQ3とQ4のパターンを同一とする
と、ベース・エミツタ間電圧が等しいから、1
と2に等しい電流が流れる。従つてトランジス
タQ1とQ2は同一のコレクタ電流が流れる。ここ
で、Q1のエミツタ面積はQ2のそれの10倍とする
と、Q1のベース・エミツタ接合における電流密
度はQ2の1/10となる。よつてQ1のベース・エミ
ツタ電圧はQ2のそれよりも常温（300〓）におい
て、バンドギヤツプ △VBE＝26ln10＝60（mV） （ただし26＝KT／ｑ・Ｔ＝300〓） だけ低い値となる。
と、ベース・エミツタ間電圧が等しいから、1
と2に等しい電流が流れる。従つてトランジス
タQ1とQ2は同一のコレクタ電流が流れる。ここ
で、Q1のエミツタ面積はQ2のそれの10倍とする
と、Q1のベース・エミツタ接合における電流密
度はQ2の1/10となる。よつてQ1のベース・エミ
ツタ電圧はQ2のそれよりも常温（300〓）におい
て、バンドギヤツプ △VBE＝26ln10＝60（mV） （ただし26＝KT／ｑ・Ｔ＝300〓） だけ低い値となる。
すると、Q1のコレクタ電流（ほとんどエミツ
タ電流に等しい）は下式だ与えられる。
タ電流に等しい）は下式だ与えられる。
1＝0.06／R1
よつてR2には1＝2だから、2I1＝0.12／R1の電
流が流れ、R2の両端の電圧は
0.12R2／R1
となる。今、上記したR1とR2の抵抗値の比R2／
R1＝５とすると、この電圧は0.6Vとなる。
R1＝５とすると、この電圧は0.6Vとなる。
上記のR1はQ1とQ2のエミツタ間に接続された
抵抗、R2はQ2のエミツタ（上記R1とQ2との接続
点）とGND（接地レベル）間に接続された抵抗で
ある。
抵抗、R2はQ2のエミツタ（上記R1とQ2との接続
点）とGND（接地レベル）間に接続された抵抗で
ある。
一方、Q2のベース・エミツタ間電圧は通常の
Ｃ内の電流レベルでは約0.6Vで与えられる。
Ｃ内の電流レベルでは約0.6Vで与えられる。
従つて、出力電圧VOUTはR2の両端の電圧にQ2
のベース・エミツタ間電圧を加えたものになるか
らこれまでの計算から約1.2Vの定電圧で出力さ
れることとなる。
のベース・エミツタ間電圧を加えたものになるか
らこれまでの計算から約1.2Vの定電圧で出力さ
れることとなる。
しかし、この定電圧出力は上記回路において、
1と2が等しくなる様に回路全体がバランスを
保つことが必要である。Q5〜Q9のトランジスタ
はこれを行なうもので、特にQ5，Q6により帰還
ループを形成している。
1と2が等しくなる様に回路全体がバランスを
保つことが必要である。Q5〜Q9のトランジスタ
はこれを行なうもので、特にQ5，Q6により帰還
ループを形成している。
Q2とQ4のコレクタ接続点にQ5のベースを接続
し、Q5のコレクタをQ6のベースに、またQ6のコ
レクタをQ1及びQ2のベースに接続している。ト
ランジスタQ7，Q8，Q9、ダイオードD1，D2、抵
抗R5，R6は周知の定電流回路を構成する。
し、Q5のコレクタをQ6のベースに、またQ6のコ
レクタをQ1及びQ2のベースに接続している。ト
ランジスタQ7，Q8，Q9、ダイオードD1，D2、抵
抗R5，R6は周知の定電流回路を構成する。
1が先に求めた様に0.06／R1のみの値をとる
とき、1と2に等しい電流が流れ、回路全体の
バランスが保たれる。
とき、1と2に等しい電流が流れ、回路全体の
バランスが保たれる。
1が0.06／R1より小さいときには、R1の両端
の電圧が60mVより小さくなり、Q1とQ2とのVBE
の差は、（Q2のVBE）−（Q1のVBE）＜0.06となり、
Q1のベース・エミツタ接合面積はQ2のベース・
エツタ接合面積の10倍であるので、同じ電流が流
れたとき、そのVBEの差が0.06Vであるから、上
式の場合はQ1のコレクタ電流はQ2 2のコレクタ電
流より多くなることを示している。言い換えれ
ば、R1の両端の電圧が60mVより小さい場合、Q4
のコレクタからはQ2が吸い込む電流よりも多く
の電流が流れ出してくるから、Q5のベース電位
は高くなり、Q5のコレクタ電流は減少する。す
ると、Q6のベース電位が低くなり、Q6のコレク
タ電流は減少する。Q7からは一定の電流が流れ
出しているので、Q6のコレクタ電位、言い換え
ればQ1，Q2のベース電位が上がり、1及び2
は増加するが、I1の方が増加量が多い。
の電圧が60mVより小さくなり、Q1とQ2とのVBE
の差は、（Q2のVBE）−（Q1のVBE）＜0.06となり、
Q1のベース・エミツタ接合面積はQ2のベース・
エツタ接合面積の10倍であるので、同じ電流が流
れたとき、そのVBEの差が0.06Vであるから、上
式の場合はQ1のコレクタ電流はQ2 2のコレクタ電
流より多くなることを示している。言い換えれ
ば、R1の両端の電圧が60mVより小さい場合、Q4
のコレクタからはQ2が吸い込む電流よりも多く
の電流が流れ出してくるから、Q5のベース電位
は高くなり、Q5のコレクタ電流は減少する。す
ると、Q6のベース電位が低くなり、Q6のコレク
タ電流は減少する。Q7からは一定の電流が流れ
出しているので、Q6のコレクタ電位、言い換え
ればQ1，Q2のベース電位が上がり、1及び2
は増加するが、I1の方が増加量が多い。
1が0.06／R1の値より多いときは、Q1のコレ
クタ電流がQ2のコレクタ電流より少ない。する
と、Q4のコレクタ電流よりもQ2のコレクタ電流
の方が多くなり、Q5のベース電位は低くなりQ5
のコレクタ電流が増加し、Q5のベース電位が高
くなりQ6のコレクタ電流は増加し、Q1，Q2のベ
ース電位は下がり、I1及び2は減少するが、1
の方が減少量が多い。
クタ電流がQ2のコレクタ電流より少ない。する
と、Q4のコレクタ電流よりもQ2のコレクタ電流
の方が多くなり、Q5のベース電位は低くなりQ5
のコレクタ電流が増加し、Q5のベース電位が高
くなりQ6のコレクタ電流は増加し、Q1，Q2のベ
ース電位は下がり、I1及び2は減少するが、1
の方が減少量が多い。
以上の様な動作により、1は0.06／R1に保持
され、出力電圧VOUTとして約1.2Vの定電圧を得
る。先に説明した様に、出力電圧を導く過程で電
源電圧の項がなく、この出力電圧は電源電圧VCC
には無関係である。
され、出力電圧VOUTとして約1.2Vの定電圧を得
る。先に説明した様に、出力電圧を導く過程で電
源電圧の項がなく、この出力電圧は電源電圧VCC
には無関係である。
なお上記において、Q1とQ2のコレクタ電流の
不揃いをできるだけ少なく、また、これに流れる
コレクタ電流とのバランスをとるため、Q5はQ3
あるいはQ4のパターンの２個並列パターンとし、
かつQ5とQ6のコレクタ・ベース接続点とQ6のエ
ミツタ間に接続する抵抗R3の値を、Q5のコレク
タ電流がQ1あるいはQ2のコレクタ電流の２倍と
なる様に設定するのが適当である。
不揃いをできるだけ少なく、また、これに流れる
コレクタ電流とのバランスをとるため、Q5はQ3
あるいはQ4のパターンの２個並列パターンとし、
かつQ5とQ6のコレクタ・ベース接続点とQ6のエ
ミツタ間に接続する抵抗R3の値を、Q5のコレク
タ電流がQ1あるいはQ2のコレクタ電流の２倍と
なる様に設定するのが適当である。
第４図の回路例では1.7Vの低い電源電圧VCCま
で動作可能である。トランジスタのベース・エミ
ツタ間電圧を0.6V、出力電圧VOUTを1.2Vとする。
トランジスタが線形動作可能な範囲とはベースか
らコレクタへ流れる電流が無視できる様なレベル
にある範囲と言える。これは一般のIC内のトラ
ンジスタにおいては、ベース電位がコレクタ電位
よりも0.2V程度高いところが限界である。
で動作可能である。トランジスタのベース・エミ
ツタ間電圧を0.6V、出力電圧VOUTを1.2Vとする。
トランジスタが線形動作可能な範囲とはベースか
らコレクタへ流れる電流が無視できる様なレベル
にある範囲と言える。これは一般のIC内のトラ
ンジスタにおいては、ベース電位がコレクタ電位
よりも0.2V程度高いところが限界である。
余裕をみて、ベース電位がコレクタ電位より
0.1V高いところとすると、出力電圧が1.2VでQ1，
Q2のベース電位も1.2Vであるので、Q1，Q2のコ
レクタ電位は1.1Vの電位分布となる。結局これ
に、Q3のベース・エミツタ電圧0.6VあるいはQ5
のベース・エミツタ電圧0.6Vを加えた電圧1.7V
が、電源電圧VCCとしてトランジスタを線形動作
させる限界となる。定電流側においても、D1の
アノードあるいはQ9のベースが1.2Vで、Q9のコ
レクタが1.1Vの電位分布となり、Q8のベース・
エミツタ電圧が0.6Vを加えて1.7Vの電源電圧VCC
が算出される。
0.1V高いところとすると、出力電圧が1.2VでQ1，
Q2のベース電位も1.2Vであるので、Q1，Q2のコ
レクタ電位は1.1Vの電位分布となる。結局これ
に、Q3のベース・エミツタ電圧0.6VあるいはQ5
のベース・エミツタ電圧0.6Vを加えた電圧1.7V
が、電源電圧VCCとしてトランジスタを線形動作
させる限界となる。定電流側においても、D1の
アノードあるいはQ9のベースが1.2Vで、Q9のコ
レクタが1.1Vの電位分布となり、Q8のベース・
エミツタ電圧が0.6Vを加えて1.7Vの電源電圧VCC
が算出される。
第１図の従来回路では、Q5のエミツタから
Q4のエミツタにいたる電圧経路（最も大きい値
となる）が動作電源電圧の下限を決める。出力電
圧VOUTを同じ1.2Vとすると、Q5のベース・エミ
ツタ電圧0.6V、Q4はほとんど飽和状態となりそ
の飽和電圧0.2Vを加えると、2.0Vの下限動作電
源電圧にしかならない。ちなみに、電源電圧VCC
が2.0V時の電位分布は第１図に図示したとおり
である。
Q4のエミツタにいたる電圧経路（最も大きい値
となる）が動作電源電圧の下限を決める。出力電
圧VOUTを同じ1.2Vとすると、Q5のベース・エミ
ツタ電圧0.6V、Q4はほとんど飽和状態となりそ
の飽和電圧0.2Vを加えると、2.0Vの下限動作電
源電圧にしかならない。ちなみに、電源電圧VCC
が2.0V時の電位分布は第１図に図示したとおり
である。
ところで前述したように、出力電圧VOUTは論
理的には電源電圧VCCに無関係である。しかし第
１図のような従来回路では利得が低く、帰還動
作に電源電圧VCCの影響を受ける。第１図のQ5
（帰還ループ形成）はいわゆるエミツタホロワで、
電圧利得は１である。また従来回路の電源電圧
変動については、上記の利得が低い他に次のよう
な問題点がある。
理的には電源電圧VCCに無関係である。しかし第
１図のような従来回路では利得が低く、帰還動
作に電源電圧VCCの影響を受ける。第１図のQ5
（帰還ループ形成）はいわゆるエミツタホロワで、
電圧利得は１である。また従来回路の電源電圧
変動については、上記の利得が低い他に次のよう
な問題点がある。
バンドギヤツプタイプの定電圧電源回路におい
て、これまで述べてきた様に1と2が等しくな
ることを前提としている。これをささえる回路が
Q3とQ4からなるいわゆるカレントミラー回路で
ある。これは原理的には同一の電流を流す回路で
あるが、現実の回路では誤差があり、この誤差の
原因の一つがトランジスタの出力抵抗である。こ
れはベース・エミツタ間電圧が一定であつてもコ
レクタ・エミツタ間電圧によつてコレクタ電流が
変わるということである。これは物性論的にはベ
ース幅変調と呼ばれるもので、実効的なベース幅
が変化することによる。
て、これまで述べてきた様に1と2が等しくな
ることを前提としている。これをささえる回路が
Q3とQ4からなるいわゆるカレントミラー回路で
ある。これは原理的には同一の電流を流す回路で
あるが、現実の回路では誤差があり、この誤差の
原因の一つがトランジスタの出力抵抗である。こ
れはベース・エミツタ間電圧が一定であつてもコ
レクタ・エミツタ間電圧によつてコレクタ電流が
変わるということである。これは物性論的にはベ
ース幅変調と呼ばれるもので、実効的なベース幅
が変化することによる。
第１図の従来回路において、通常の電源電圧
VCCにおいてはQ3のコレクタ・エミツタ間電圧よ
りもQ4のコレクタ・エミツタ間電圧の方が高い
ので、Q3のコレクタ電流よりもQ4のコレクタ電
流の方が多くなり、この傾向は電源電圧VCCが高
くなる程著しくなる。
VCCにおいてはQ3のコレクタ・エミツタ間電圧よ
りもQ4のコレクタ・エミツタ間電圧の方が高い
ので、Q3のコレクタ電流よりもQ4のコレクタ電
流の方が多くなり、この傾向は電源電圧VCCが高
くなる程著しくなる。
これに対して、第４図の本発明における回路例
では、Q5，Q6よりなるエミツタ接地増幅回路が
あり、利得は高い。またQ3とQ4のコレクタ・エ
ミツタ間はQ5の接続により、いずれもベース・
エミツタ間電圧に等しく、電源電圧VCCに影響さ
れない。
では、Q5，Q6よりなるエミツタ接地増幅回路が
あり、利得は高い。またQ3とQ4のコレクタ・エ
ミツタ間はQ5の接続により、いずれもベース・
エミツタ間電圧に等しく、電源電圧VCCに影響さ
れない。
なおQ6のエミツタに接続した低抗R4は利得が
上がり過ぎて発振しないように挿入されたもので
ある。
上がり過ぎて発振しないように挿入されたもので
ある。
第２図の従来回路は、利得が高く、かつ動作
電源電圧VCCを低く（たとえば本発明の実施例と
同様1.7V）することができる。しかし、この従
来回路では、出力電流が変化したとき出力電圧
VOUTも変動するという欠点がある。この回路の
場合、出力電圧はQ5から供給されるため、出力
電流の変動に応じてQ5のベース電流IBも変化する
と、Q3のコレクタ電流I1′とQ1のコレクタ電流I1
の配分が変化し、結果として出力電圧VOUTが変
化する。
電源電圧VCCを低く（たとえば本発明の実施例と
同様1.7V）することができる。しかし、この従
来回路では、出力電流が変化したとき出力電圧
VOUTも変動するという欠点がある。この回路の
場合、出力電圧はQ5から供給されるため、出力
電流の変動に応じてQ5のベース電流IBも変化する
と、Q3のコレクタ電流I1′とQ1のコレクタ電流I1
の配分が変化し、結果として出力電圧VOUTが変
化する。
第４図の本発明の回路例ではQ7のコレクタよ
り出力電流が供給されるため、上記したようなこ
とはない。そしてこのQ7を含む、出力電流を供
給するQ7〜Q9，R5，R6，Q1，D2からなる定電流
回路が同時に起動回路としての機能を達成する。
り出力電流が供給されるため、上記したようなこ
とはない。そしてこのQ7を含む、出力電流を供
給するQ7〜Q9，R5，R6，Q1，D2からなる定電流
回路が同時に起動回路としての機能を達成する。
すなわち、電源投入から出力が所定の電圧に上
昇するまで、Q6はオフしており、Q7のコレクタ
から供給される電流によりQ1とQ2のベース電流
をまかなうことができる。もちろん、出力電圧
VOUTが所定の電圧まで上昇した後も、Q1とQ2の
ベース電流はQ7のコレクタ電流でまかなわれ、
起動後にこれを切り離す必要はない。
昇するまで、Q6はオフしており、Q7のコレクタ
から供給される電流によりQ1とQ2のベース電流
をまかなうことができる。もちろん、出力電圧
VOUTが所定の電圧まで上昇した後も、Q1とQ2の
ベース電流はQ7のコレクタ電流でまかなわれ、
起動後にこれを切り離す必要はない。
第３図に示すような従来の回路では、Q11が起
動電流を流していると、Q3とQ4とで構成してい
るカレントミラー回路に誤差を生じさせるため、
起動専用の回路が必要で、起動電流を流すトラン
ジスタQ11と起動回路を切り離すトランジスタ
Q12を設けなければならない。
動電流を流していると、Q3とQ4とで構成してい
るカレントミラー回路に誤差を生じさせるため、
起動専用の回路が必要で、起動電流を流すトラン
ジスタQ11と起動回路を切り離すトランジスタ
Q12を設けなければならない。
＜発明の効果＞
以上のように本発明によれば、簡単な回路構成
で、低い電源電圧まで動作し、また電源電圧変動
に対して出力電圧の変化が小さいものであつて、
非常に有用な定電圧電源回路が提供できる。
で、低い電源電圧まで動作し、また電源電圧変動
に対して出力電圧の変化が小さいものであつて、
非常に有用な定電圧電源回路が提供できる。
第１図は従来回路を示す回路図、第２図は従
来回路を示す回路図、第３図は起動回路を含む
従来回路を示す回路図、第４図は本発明の一実
施例を示す回路図である。 Q1〜Q9……トランジスタ、R1〜R6……抵抗、
D1，D2……ダイオード（Q5，Q6……帰還ループ
形成、Q7〜Q9，R5，R6，D1，D2……定電流回
路）。
来回路を示す回路図、第３図は起動回路を含む
従来回路を示す回路図、第４図は本発明の一実
施例を示す回路図である。 Q1〜Q9……トランジスタ、R1〜R6……抵抗、
D1，D2……ダイオード（Q5，Q6……帰還ループ
形成、Q7〜Q9，R5，R6，D1，D2……定電流回
路）。
Claims (1)
- １ エミツタが電源電圧に接続され、同一のコレ
クタ電流を流すように働くトランジスタQ3とQ4、
該Q3及びQ4とそれぞれコレクタどうしを接続し、
各ベース・エミツタ間電圧にバンドギヤツプ△
VBEを生じさせるトランジスタQ1とQ2を有してな
り、トランジスタQ5，Q6よりなるエミツタ接地
増幅回路より、前記コレクタ接続点と前記Q1，
Q2のベース間に帰還ループを形成し、前記Q1，
Q2のベースを出力端子に接続するとともに、前
記Q6のコレクタに定電流回路を接続し、起動時
及び通常動作時の前記Q1，Q2のベース電流を前
記定電流回路より供給する構成としたことを特徴
とする定電圧電源回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58200260A JPS6091425A (ja) | 1983-10-25 | 1983-10-25 | 定電圧電源回路 |
| US06/912,167 US4675593A (en) | 1983-10-25 | 1986-09-26 | Voltage power source circuit with constant voltage output |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58200260A JPS6091425A (ja) | 1983-10-25 | 1983-10-25 | 定電圧電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6091425A JPS6091425A (ja) | 1985-05-22 |
| JPH0522929B2 true JPH0522929B2 (ja) | 1993-03-31 |
Family
ID=16421392
Family Applications (1)
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Country Status (2)
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1983
- 1983-10-25 JP JP58200260A patent/JPS6091425A/ja active Granted
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1986
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4675593A (en) | 1987-06-23 |
| JPS6091425A (ja) | 1985-05-22 |
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