JPH05252124A - Ｆｍ信号の受信装置 - Google Patents
Ｆｍ信号の受信装置Info
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- JPH05252124A JPH05252124A JP4320079A JP32007992A JPH05252124A JP H05252124 A JPH05252124 A JP H05252124A JP 4320079 A JP4320079 A JP 4320079A JP 32007992 A JP32007992 A JP 32007992A JP H05252124 A JPH05252124 A JP H05252124A
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- filter
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/1646—Circuits adapted for the reception of stereophonic signals
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Radio Relay Systems (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 隣接チャンネルからの障害を抑圧する。
【構成】 ＦＭ信号の受信装置において、低減された周
波数偏移を有する中間周波数信号が、混合器３において
第２の中間周波数信号との混合により形成され、さらに
狭帯域フィルタ４での濾波の後にＦＭ復調器５で復調さ
れる。第２の中間周波信号を形成する目的で、搬送波
が、復調された信号の選別された成分による補正された
値により変調器１８で変調される。
波数偏移を有する中間周波数信号が、混合器３において
第２の中間周波数信号との混合により形成され、さらに
狭帯域フィルタ４での濾波の後にＦＭ復調器５で復調さ
れる。第２の中間周波信号を形成する目的で、搬送波
が、復調された信号の選別された成分による補正された
値により変調器１８で変調される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は請求項１の上位概念に示
された装置に関する。
された装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＦＭ信号の受信の場合、隣接チャンネル
における放送局からの障害をできるだけ小さく維持する
目的で、中間周波フィルタのできるだけ狭い帯域幅が必
要とされる。しかし別の構成がなくても、最大の周波数
偏移および側帯波の相応の帯域幅により与えられる少な
くとも１つの帯域幅が必要とされる。中間周波フィルタ
の帯域幅の別の低域化は、復調器へ前置接続されている
狭帯幅の中間周波フィルタの共振周波数の追従制御によ
り可能である。この場合この共振周波数は、この中間周
波数のその都度の瞬時値が常にフィルタの通過範囲の内
部に存在するように、偏移される。
における放送局からの障害をできるだけ小さく維持する
目的で、中間周波フィルタのできるだけ狭い帯域幅が必
要とされる。しかし別の構成がなくても、最大の周波数
偏移および側帯波の相応の帯域幅により与えられる少な
くとも１つの帯域幅が必要とされる。中間周波フィルタ
の帯域幅の別の低域化は、復調器へ前置接続されている
狭帯幅の中間周波フィルタの共振周波数の追従制御によ
り可能である。この場合この共振周波数は、この中間周
波数のその都度の瞬時値が常にフィルタの通過範囲の内
部に存在するように、偏移される。
【０００３】混合段のための発信器を復調器の低い周波
数の出力信号から導出される電圧により、中間周波数の
偏移と同相で追従することは知られている。これにより
中間周波信号の周波数偏移が著しく低減され、そのため
中間周波フィルタとして狭帯域のフィルタを使用でき
る。
数の出力信号から導出される電圧により、中間周波数の
偏移と同相で追従することは知られている。これにより
中間周波信号の周波数偏移が著しく低減され、そのため
中間周波フィルタとして狭帯域のフィルタを使用でき
る。
【０００４】これらの両方の公知の回路装置の場合、次
の問題が生ずる。即ち中間周波フィルタのないし発振器
の追従制御のために必要とされる制御電圧は、遅延の下
にだけ導出され、これにより更に中間周波フィルタのな
いし発信器の追従制御性も低下される。さらに中間周波
フィルタの共振周波数の制御は一層大きい回路技術的な
費用を伴なう。
の問題が生ずる。即ち中間周波フィルタのないし発振器
の追従制御のために必要とされる制御電圧は、遅延の下
にだけ導出され、これにより更に中間周波フィルタのな
いし発信器の追従制御性も低下される。さらに中間周波
フィルタの共振周波数の制御は一層大きい回路技術的な
費用を伴なう。
【０００５】
【発明の解決すべき課題】本発明の課題は、障害を抑圧
するために、一定の共振周波数を有する狭帯域フィルタ
を使用可能にすることである。
するために、一定の共振周波数を有する狭帯域フィルタ
を使用可能にすることである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】この課題は請求項１の特
徴部分に示された構成により解決されている。
徴部分に示された構成により解決されている。
【０００７】
【発明の効果】この構成により次の利点が得られる。即
ち障害を抑圧するために一定の共振周波数を有する狭帯
域の中間周波フィルタが使用可能となり、この場合、狭
帯域のフィルタへ導びかれるＦＭ信号の正しい位相での
追従制御が保証される。
ち障害を抑圧するために一定の共振周波数を有する狭帯
域の中間周波フィルタが使用可能となり、この場合、狭
帯域のフィルタへ導びかれるＦＭ信号の正しい位相での
追従制御が保証される。
【０００８】本発明による装置は、復調される信号が適
切な成分を含むすべての場合に使用できる。このことは
例えばステレオマルチプレクス信号に当てはまり、これ
によりステレオ無線受信機たとえばカーラジオが本発明
による装置の有利な適用領域となる。
切な成分を含むすべての場合に使用できる。このことは
例えばステレオマルチプレクス信号に当てはまり、これ
によりステレオ無線受信機たとえばカーラジオが本発明
による装置の有利な適用領域となる。
【０００９】公知の構造により複数個の狭帯域から成る
信号の構成により、低周波成分の予測は補外にもとづ
く。これに対してはフィルタの走行時間と信号の帯域幅
との積は《２πである。
信号の構成により、低周波成分の予測は補外にもとづ
く。これに対してはフィルタの走行時間と信号の帯域幅
との積は《２πである。
【００１０】従属形式の請求項に示されている構成によ
り、請求項１に示された本発明の有利な構成が可能とな
る。
り、請求項１に示された本発明の有利な構成が可能とな
る。
【００１１】
【実施例】次に本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。
る。
【００１２】１から本発明の装置へ、通常の帯域幅で濾
波された中間周波信号が即ち複合化されたバースバンド
信号が導びかれる。
波された中間周波信号が即ち複合化されたバースバンド
信号が導びかれる。
【００１３】中間周波信号ＵFM1＝Ａ1ｅｘｐｊφ1は混
合器３において第２の中間周波信号ＵFM2＝Ａ2ｅｘｐ−
ｊφ2と混合される。合成された中間周波信号ＵFM＝Ｕ
FM1・ＵFM2＝Ａ1Ａ2ｅｘｐｊ（φ1−φ2）は、所定の走
行時間を有する狭帯域のフィルタ４へ導びかれる。この
様に濾波された信号はＦＭ復調器５において復調され
る。その出力側６に復調された信号が現われる。この信
号は受信された放送局に応じてＮＦ（低周波）信号（モ
ノ信号）のほかに各種の付加的な信号を含む。場合によ
り設けられるラジオデータ信号（ＲＤＳ）および交通無
線信号が、残りの多重信号に対して出来るだけわずかな
走行時間しか生ぜしめない回路７において分離されて、
出力側８から取り出される。残りのステレオマルチプレ
クス信号はモノ信号のほかに、ＦＭ形式のパイロットト
ーン１９ｋＨｚと差信号ＵL-Rを含む。後者は抑圧され
た搬送波３８ｋＨｚを有するように振幅変調されさらに
位相ロックされてパイロットトーンへ伝送される。
合器３において第２の中間周波信号ＵFM2＝Ａ2ｅｘｐ−
ｊφ2と混合される。合成された中間周波信号ＵFM＝Ｕ
FM1・ＵFM2＝Ａ1Ａ2ｅｘｐｊ（φ1−φ2）は、所定の走
行時間を有する狭帯域のフィルタ４へ導びかれる。この
様に濾波された信号はＦＭ復調器５において復調され
る。その出力側６に復調された信号が現われる。この信
号は受信された放送局に応じてＮＦ（低周波）信号（モ
ノ信号）のほかに各種の付加的な信号を含む。場合によ
り設けられるラジオデータ信号（ＲＤＳ）および交通無
線信号が、残りの多重信号に対して出来るだけわずかな
走行時間しか生ぜしめない回路７において分離されて、
出力側８から取り出される。残りのステレオマルチプレ
クス信号はモノ信号のほかに、ＦＭ形式のパイロットト
ーン１９ｋＨｚと差信号ＵL-Rを含む。後者は抑圧され
た搬送波３８ｋＨｚを有するように振幅変調されさらに
位相ロックされてパイロットトーンへ伝送される。
【００１４】ステレオマルチプレクス信号はステレオ復
調器９において復調され、その結果、左ステレオチャン
ネルの信号ＵLと右ステレオチャンネルの信号ＵRが出力
側１１，１２から取り出される。この場合、以後に濾波
することなく、出力側８に現われた信号から、変調内容
ＵL+R，ＵL-RないしＵL，ＵRを求める回路が、例えばス
イッチング復調器が適する。
調器９において復調され、その結果、左ステレオチャン
ネルの信号ＵLと右ステレオチャンネルの信号ＵRが出力
側１１，１２から取り出される。この場合、以後に濾波
することなく、出力側８に現われた信号から、変調内容
ＵL+R，ＵL-RないしＵL，ＵRを求める回路が、例えばス
イッチング復調器が適する。
【００１５】フィルタの走行時間とこのフィルタの帯域
幅との積は閾値（２π）を下回わることができない関係
にある。そのため、オーディオ信号の帯域幅が１５ｋＨ
ｚでフィルタの走行時間が限界の場合≒（２π／５０）
ｍｓ）の場合は、オーディオ信号における遅延は最大周
波数の場合は１周期の１／３より小さい、そのため著し
く簡単に補外できる。
幅との積は閾値（２π）を下回わることができない関係
にある。そのため、オーディオ信号の帯域幅が１５ｋＨ
ｚでフィルタの走行時間が限界の場合≒（２π／５０）
ｍｓ）の場合は、オーディオ信号における遅延は最大周
波数の場合は１周期の１／３より小さい、そのため著し
く簡単に補外できる。
【００１６】第２の中間周波信号ＵFM2を形成する目的
で、信号ＵLとＵRがそれぞれ補外装置１５，１６へ導び
かれる。モノ信号のおよび加算信号の補外された値はな
らびに正確に予報された信号、パイロットトーン、およ
び差信号の搬送波は変調器１８において次の目的で利用
される。即ちもう１つのステレオマルチプレクス信号を
形成し、さらにこれから複合ＦＭ信号を形成するために
用いられる。このＦＭ信号が第２の中間周波信号ＵFM2
として混合器３へ導びかれる。
で、信号ＵLとＵRがそれぞれ補外装置１５，１６へ導び
かれる。モノ信号のおよび加算信号の補外された値はな
らびに正確に予報された信号、パイロットトーン、およ
び差信号の搬送波は変調器１８において次の目的で利用
される。即ちもう１つのステレオマルチプレクス信号を
形成し、さらにこれから複合ＦＭ信号を形成するために
用いられる。このＦＭ信号が第２の中間周波信号ＵFM2
として混合器３へ導びかれる。
【００１７】第２の中間周波信号ＵFM2を形成するため
の後述の説明において、数式（１）で示されるステレオ
マルチプレクス信号が前提とされる。
の後述の説明において、数式（１）で示されるステレオ
マルチプレクス信号が前提とされる。
【００１８】 ＵMPM1(t)＝ＵL+R(t)＋Ｐ・sin2πfpt＋ＵL-R(t)・sin4πfpt （１） ただし、 ＵL+R（ｔ） モノ信号、 ＵL-R（ｔ） 差信号、 Ｐ パイロットトーンの振幅、 ｆｐ パイロットトーンの周波数（１９ｋＨ
ｚ） 混合器３の入力側へ導びかれる入力信号は（ベースバン
ドにおいて）、次の式で示される。
ｚ） 混合器３の入力側へ導びかれる入力信号は（ベースバン
ドにおいて）、次の式で示される。
【００１９】ＵFM1(t)＝Ａ・ｅｘｐｊφ(t) ただしＡは振幅であり、φ(t)はＦＭ信号の位相であ
り、これは次の式で示される。
り、これは次の式で示される。
【００２０】
【数１】
【００２１】混合器３の別の入力側に次の信号が加えら
れる。
れる。
【００２２】ＵFM2(t)＝Ａ0・ｅｘｐｊφ′(t) ただしＡ0は所定の固定の振幅であり、φ′（t)は後述
の合成信号のＦＭ信号の位相とは逆の位相である。
の合成信号のＦＭ信号の位相とは逆の位相である。
【００２３】混合器３の出力側に次の式で示される信号
が現われる。
が現われる。
【００２４】 ＵFM(t)＝Ａ0・Ａ・ｅｘｐｊ［φ(t)−φ′(t)］ この信号は狭帯域のフィルタ４（ベースバンド信号の場
合は２つの低域通過フィルタ）を通過し、ここでフィル
タ４の帯域幅にほぼ反比例する遅延時間Ｔ0だけ遅延さ
れる。ｄａβφ′(t)＝α・φ(t)（α≦１）の前提の下
に、ＵFM1に対するＵFMの偏移はｈＦＭ＝（１−α）・
ｈFM1へ低減されている。この信号は復調され、これに
より復調された信号として次の信号が得られる。
合は２つの低域通過フィルタ）を通過し、ここでフィル
タ４の帯域幅にほぼ反比例する遅延時間Ｔ0だけ遅延さ
れる。ｄａβφ′(t)＝α・φ(t)（α≦１）の前提の下
に、ＵFM1に対するＵFMの偏移はｈＦＭ＝（１−α）・
ｈFM1へ低減されている。この信号は復調され、これに
より復調された信号として次の信号が得られる。
【００２５】 Ｕ′MPX(t)＝（１−α）・ＵMPX（ｔ−Ｔ） この信号からステレオ復調によりオーディオ信号ＵLお
よびＵRならびにパイロットトーンＵPが得られる。
よびＵRならびにパイロットトーンＵPが得られる。
【００２６】sin2πfpt＝１または−１になる時点の信
号をそれぞれ考慮すると、次の式に示される信号が得ら
れる。
号をそれぞれ考慮すると、次の式に示される信号が得ら
れる。
【００２７】
【数２】
【００２８】Ｐがわかるとこれらの信号から減算により
ＵLとＵRが直接得られる。
ＵLとＵRが直接得られる。
【００２９】フィルタおよびパイロットトーンフィルタ
１７により別の遅延が形成され、これがＴまたはＴ1へ
加算される。そのため次の式で示される濾波された信号
が得られる： ＵL′(t)＝（１−α）・ＵL（ｔ−Ｔ）， ＵR′(t)＝（１−α）・ＵR（ｔ−Ｔ）， ＵP′(t)＝ＵP（ｔ−Ｔ1）＝（１−α）・Ｐ・sin2πfp（ｔ−Ｔ1）． （２） 周波数に依存する増幅度によりｆ＝０の場合の１／（１
−α）だけもとの振幅が再生される。近似的にφ′
（ｔ）≒φ（ｔ）を達成する目的で、さらに補外がＴな
いしＴ1だけ以後に必要とされる。このことはステレオ
マルチプレクス信号の構造にもとづき、パイロットトー
ンおよび抑圧されたステレオ搬送波に対して正確に達せ
られる。フィルタにおけるわずかな走行時間のため補外
は両方のオーディオ信号に対しても可能である。
１７により別の遅延が形成され、これがＴまたはＴ1へ
加算される。そのため次の式で示される濾波された信号
が得られる： ＵL′(t)＝（１−α）・ＵL（ｔ−Ｔ）， ＵR′(t)＝（１−α）・ＵR（ｔ−Ｔ）， ＵP′(t)＝ＵP（ｔ−Ｔ1）＝（１−α）・Ｐ・sin2πfp（ｔ−Ｔ1）． （２） 周波数に依存する増幅度によりｆ＝０の場合の１／（１
−α）だけもとの振幅が再生される。近似的にφ′
（ｔ）≒φ（ｔ）を達成する目的で、さらに補外がＴな
いしＴ1だけ以後に必要とされる。このことはステレオ
マルチプレクス信号の構造にもとづき、パイロットトー
ンおよび抑圧されたステレオ搬送波に対して正確に達せ
られる。フィルタにおけるわずかな走行時間のため補外
は両方のオーディオ信号に対しても可能である。
【００３０】ステレオ復調器において信号 Ｕ′P（ｔ）＝（１−α）・Ｐ・sin2πfp（ｔ−Ｔ1）が
存在する。フィルタはその走行時間の値が正確に定めら
れる。例えば遅延時間ＴおよびＴ1がサンプリング周期
φの複数倍とすると、Ｔ＝ｎ・θおよびＴ1＝ｎ1・θが
得られる。そのため以後に設けられるパイロットトーン
は、ステレオ復調器におけるパイロットトーンへ帰着さ
れる。
存在する。フィルタはその走行時間の値が正確に定めら
れる。例えば遅延時間ＴおよびＴ1がサンプリング周期
φの複数倍とすると、Ｔ＝ｎ・θおよびＴ1＝ｎ1・θが
得られる。そのため以後に設けられるパイロットトーン
は、ステレオ復調器におけるパイロットトーンへ帰着さ
れる。
【００３１】ｔ＝ｍ・θでありｍは走行指標とすると次
の式が得られる。
の式が得られる。
【００３２】 sin2πfpｍθ＝sin［2πfp（ｍθ−Ｔ1）＋2πfpＴ1］ ＝sin2πfpθ［（ｍ−ｎ1）−（ｋ−ｎ1）］ ただしｋはサンプリングクロック周期とパイロットトー
ン周波数との整数比である。そのため以後のパイロット
トーンは、ｋが整数であるとの前提の下に、フィルタ１
７の出力側に現われるパイロットトーンから得られる。
相応の方法により差バンドの搬送波が次の式に示される
ように求められる： sin2πfpｍθ＝ sin4πfpθ［（ｍ−ｎ1）−（ｋ／２−ｎ1）］ この式は、以後のステレオ搬送波が、（ｋ／２−ｎ1）
×サンプリング値だけ遅延されたステレオ搬送波に等し
いことを意味する。
ン周波数との整数比である。そのため以後のパイロット
トーンは、ｋが整数であるとの前提の下に、フィルタ１
７の出力側に現われるパイロットトーンから得られる。
相応の方法により差バンドの搬送波が次の式に示される
ように求められる： sin2πfpｍθ＝ sin4πfpθ［（ｍ−ｎ1）−（ｋ／２−ｎ1）］ この式は、以後のステレオ搬送波が、（ｋ／２−ｎ1）
×サンプリング値だけ遅延されたステレオ搬送波に等し
いことを意味する。
【００３３】交通無線搬送波および抑圧されたＲＤＳ搬
送波は相応に予報される。しかしこの信号の偏移成分は
わずかであるため、この実施例の場合は位相負帰還が設
けられない。
送波は相応に予報される。しかしこの信号の偏移成分は
わずかであるため、この実施例の場合は位相負帰還が設
けられない。
【００３４】ステレオマルチプレクス信号の最も強い変
化は、与えられた搬送波の中に現われる。これらの変化
は、著しく緩慢な信号で、即ち走行時間Ｔの間中に著し
くわずかな値しか変化しない信号で変調される。そのた
め時点ｍθにおけるステレオマルチプレクス信号は時点
（ｍ−ｎ）θにおけるステレオマルチプレクス信号から
次の様に導出される： ＵMPX＝{1/(1-α)}・{ＵL+R［(m-n)θ＋ｍθ］＋ＵP［(m-n1)θ−(k-n1)θ］ ＋ＵL-R［(m-n)θ＋ｍθ］・ＵSC［(m-n1)θ−(k/2-n1)θ］｝ ただしＵSCは抑圧されたステレオ搬送波を表わす。これ
により、それ自体は広帯域のステレオ信号の補外が、わ
ずか１５ｋＨｚの帯域幅しか有しないモノ信号のおよび
差信号の補外へ帰着される。２乗の補外かまたは線形の
補外が有利である。
化は、与えられた搬送波の中に現われる。これらの変化
は、著しく緩慢な信号で、即ち走行時間Ｔの間中に著し
くわずかな値しか変化しない信号で変調される。そのた
め時点ｍθにおけるステレオマルチプレクス信号は時点
（ｍ−ｎ）θにおけるステレオマルチプレクス信号から
次の様に導出される： ＵMPX＝{1/(1-α)}・{ＵL+R［(m-n)θ＋ｍθ］＋ＵP［(m-n1)θ−(k-n1)θ］ ＋ＵL-R［(m-n)θ＋ｍθ］・ＵSC［(m-n1)θ−(k/2-n1)θ］｝ ただしＵSCは抑圧されたステレオ搬送波を表わす。これ
により、それ自体は広帯域のステレオ信号の補外が、わ
ずか１５ｋＨｚの帯域幅しか有しないモノ信号のおよび
差信号の補外へ帰着される。２乗の補外かまたは線形の
補外が有利である。
【００３５】この値の補外を完全に断念すると、この信
号が補外されたステレオマルチプレクス信号を形成す
る。係数αで乗算され積分されさらに例えば正弦テーブ
ルを用いてｅｘｐ−ｊφ′の換算される。この信号は、
選定されている係数Ａｏ（例えば１）で乗算されて、Ｕ
FM2（ｔ）として混合器３へ導びかれる。
号が補外されたステレオマルチプレクス信号を形成す
る。係数αで乗算され積分されさらに例えば正弦テーブ
ルを用いてｅｘｐ−ｊφ′の換算される。この信号は、
選定されている係数Ａｏ（例えば１）で乗算されて、Ｕ
FM2（ｔ）として混合器３へ導びかれる。
【００３６】ステレオ搬送波が正確に予想されたことに
より、位相負帰還によりわずかな歪みしか生じない。こ
の歪みは復調後に、モノ信号におけるおよび差信号にお
ける線形ひずみとして、表わされる。これらの歪みはオ
ーディオ領域における逆のフィルタ特性により解除され
る。ＵL+M，ＵL-Mの補外を行なわないと、オーディオ信
号Ｈ（ｆ）＝１−αｅｘｐ−ｊ２πｆＴの線形の歪みが
適用される。このフィルタはα＜１の場合は極を有しな
いため、伝達係数Ｈ′（ｆ）＝１／（１−αｅｘｐ−ｊ
２πｆＴ）を有する、線形歪みを除去するインバースフ
ィルタが形成される。この種のフィルタはそれぞれステ
レオ復調器９と補外装置１５，１６との間に挿入接続さ
れ、式（２）における係数１／（１−α）の周波数依存
特性を与える。
より、位相負帰還によりわずかな歪みしか生じない。こ
の歪みは復調後に、モノ信号におけるおよび差信号にお
ける線形ひずみとして、表わされる。これらの歪みはオ
ーディオ領域における逆のフィルタ特性により解除され
る。ＵL+M，ＵL-Mの補外を行なわないと、オーディオ信
号Ｈ（ｆ）＝１−αｅｘｐ−ｊ２πｆＴの線形の歪みが
適用される。このフィルタはα＜１の場合は極を有しな
いため、伝達係数Ｈ′（ｆ）＝１／（１−αｅｘｐ−ｊ
２πｆＴ）を有する、線形歪みを除去するインバースフ
ィルタが形成される。この種のフィルタはそれぞれステ
レオ復調器９と補外装置１５，１６との間に挿入接続さ
れ、式（２）における係数１／（１−α）の周波数依存
特性を与える。
【００３７】有効信号帯域幅の上側でこのフィルタは、
マルチプレクス信号全体の帯域幅までの全幅通過フィル
タとして設計できる。このフィルタは例えば図２に示さ
れている、伝送係数の値が次の式で示される周波数特性
を有する。
マルチプレクス信号全体の帯域幅までの全幅通過フィル
タとして設計できる。このフィルタは例えば図２に示さ
れている、伝送係数の値が次の式で示される周波数特性
を有する。
【００３８】
【数３】
【図１】実施例のブロック図である。
【図２】実施例に用いられるフィルタの周波数特性であ
る。
る。
３ 混合器 ４ フィルタ ５ ＦＭ復調器 ９ ステレオ復調器 １５，１６ 補外装置
Claims (9)
- 【請求項１】 ＦＭ信号の受信装置において、低減され
た周波数偏移を有する中間周波数を、第２の中間周波信
号との混合により形成し、狭帯域のフィルタによる濾波
の後に復調に、さらに該第２の中間周波信号を形成する
ために搬送波を、前記の復調された信号の選択された成
分の補外された値により変調することを特徴とするＦＭ
信号の受信装置。 - 【請求項２】 復調された信号がステレオマルチプレク
ス信号であり、該信号から、この信号中に含まれている
ステレオ信号の復調後に２つのオーディオ信号と１つの
パイロット信号を得るようにし、さらに第２の中間周波
信号をパイロットトーンの補外された値とオーディオ信
号の瞬時値から形成する請求項１記載の装置。 - 【請求項３】 第２の中間周波信号を形成するために、
さらにオーディオ信号を補外する請求項２記載の装置。 - 【請求項４】 ステレオ搬送波を復調するために同期復
調器が設けられており、さらにパイロットトーンのため
の低域通過フィルタ（１７）が約５３ｋＨｚの帯域幅を
有する請求項２記載の装置。 - 【請求項５】 パイロットトーンの残留分が減算により
除去される請求項４記載の装置。 - 【請求項６】 オーディオ信号の影響を低周波フィルタ
により補償する請求項１記載の装置。 - 【請求項７】 第２の中間周波信号を形成する場合、ス
テレオマルチプレクス信号の種々異なる成分に対して、
種々異なる増幅係数を選定した請求項２記載の装置。 - 【請求項８】 パイロットトーンのための増幅係数が、
著しく多量の負帰還結合の目的で、別の成分に対して増
幅係数よりも大きく選定されている請求項７記載の装
置。 - 【請求項９】 第２の中間周波信号を形成する場合に適
用される増幅器係数をレベルに依存して制御可能にし
て、音量が小さい場合は音量が大きい場合よりも負帰還
結合を小さくした請求項１記載の装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE4139525A DE4139525A1 (de) | 1991-11-30 | 1991-11-30 | Einrichtung zum empfang eines fm-signals |
| DE4139525.5 | 1991-11-30 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05252124A true JPH05252124A (ja) | 1993-09-28 |
Family
ID=6445969
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4320079A Pending JPH05252124A (ja) | 1991-11-30 | 1992-11-30 | Ｆｍ信号の受信装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0545125B1 (ja) |
| JP (1) | JPH05252124A (ja) |
| AT (1) | ATE151580T1 (ja) |
| DE (2) | DE4139525A1 (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3686156D1 (de) * | 1986-08-07 | 1992-08-27 | Itt Ind Gmbh Deutsche | Empfangsverfahren fuer frequenzmodulierte stereo-multiplex-signale. |
-
1991
- 1991-11-30 DE DE4139525A patent/DE4139525A1/de not_active Withdrawn
-
1992
- 1992-11-14 AT AT92119510T patent/ATE151580T1/de not_active IP Right Cessation
- 1992-11-14 DE DE59208323T patent/DE59208323D1/de not_active Expired - Fee Related
- 1992-11-14 EP EP92119510A patent/EP0545125B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1992-11-30 JP JP4320079A patent/JPH05252124A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE59208323D1 (de) | 1997-05-15 |
| DE4139525A1 (de) | 1993-06-03 |
| EP0545125B1 (de) | 1997-04-09 |
| EP0545125A1 (de) | 1993-06-09 |
| ATE151580T1 (de) | 1997-04-15 |
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