JPH05260787A - 電動機駆動用インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 電動機駆動用インバータ装置の電気的構成を
簡素化し、しかも高効率化、低騒音化を達成する。 【構成】 三相ダイオードブリッジ整流回路２により直
流電圧を得、降圧チョッパ回路３により直流電圧を降圧
し、降圧チョッパ回路３により得られる直流電源を電圧
形三相フルブリッジインバータ４に供給する。そして、
降圧チョッパ回路３と並列に回生電力バイパス用ダイオ
ード５を接続し、回生電力バイパス用ダイオード５の導
通期間が短い場合に電流形インバータとして機能させ、
導通期間が長い場合に電圧形インバータとして機能さ
せ、しかも力率がほぼ１になるようにインバータ制御回
路８によりスイッチング指令を供給して回生電力バイパ
ス用ダイオードの導通時間を短縮する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は電動機の駆動に好適な
インバータ装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来から電動機駆動用のインバータ装置
として電流形のインバータ装置と電圧形のインバータ装
置が提供されている。図８は三相電流形インバータ装置
の構成を示す電気回路図であり、三相交流電源を入力と
するサイリスタブリッジ整流回路５１と、定電流源とし
て機能させるためのリアクトル５２と、リアクトル５２
により得られる電流をスイッチングして三相交流電流を
得て負荷としての電動機５４に供給する電流形の三相フ
ルブリッジインバータ５３とを有している。尚、電流形
の三相フルブリッジインバータ５３を構成する３対の
（各相の）サイリスタ５３ａの直列回路に順接続のダイ
オード５３ｂを接続しているとともに、各相間に転流コ
ンデンサ５３ｃを接続している。

【０００３】図９は三相電圧形インバータ装置の構成を
示す電気回路図であり、直流電源６１の端子間に電圧形
の三相フルブリッジインバータ６２を構成する３対の
（各相の）スイッチング素子６２ａの直列回路を接続し
ているとともに、各スイッチング素子６２ａと並列にダ
イオード６２ｂを接続している。尚、６３は負荷として
の三相電動機を示している。上記直流電源６１は、三相
交流電源を入力とするコンバータを簡単に示したもので
ある。

【０００４】上記三相電流形インバータ装置は負荷に供
給する電流波形が方形波となるように各相のサイリスタ
５３ａをスイッチングさせるものであり、サイリスタ５
３ａをこのようにスイッチングさせれば電圧波形は正弦
波状になるのであるから、サイリスタ５３ａの１周期当
りのスイッチング回数を少なくでき、しかも良好な波形
を得ることができる。そして、１周期当りのスイッチン
グ回数を少なくできるという利点に着目して大型の電動
機の駆動に適用されている。

【０００５】また、三相電圧形インバータ装置は負荷に
供給する電圧波形が方形波となるように各相のスイッチ
ング素子６２ａをスイッチングさせるものであり、転流
コンデンサ５３ｃ等が不要になるので回路構成を簡素化
できる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】上記三相電流形インバ
ータ装置は、各相間に転流コンデンサ５３ｃを接続しな
ければならないのであるから回路構成が著しく複雑化す
るのみならず、電源を定電流源として機能させるために
リアクトル５２のインダクタンスを大きくしなければな
らず、しかも電流波形を方形波状にする関係上、負荷条
件によっては過電圧、不安定等の不都合を生じてしまう
ことになる。

【０００７】上記三相電圧形インバータ装置は、電圧波
形を方形波状に制御する関係上、そのままでは電圧波形
に含まれる高調波成分が多く、騒音が大きくなるととも
に効率が悪くなるという不都合を生じ、しかも過電流に
なる可能性があり、過電流になればスイッチング素子が
破壊されてしまうという不都合を生じることになる。こ
のような不都合を解消するために、一般的に各相のスイ
ッチング素子６２ａをＰＷＭ制御して電圧波形を正弦波
に近づけるようにしているが、必然的に１周期当りのス
イッチング回数を著しく増加させなければならなくな
る。したがって、三相フルブリッジインバータ６２が追
従可能なスイッチング回数の制約を受けてしまう。

【０００８】また、本件発明者らは上記従来の三相電流
形インバータ装置、三相電圧形インバータ装置の不都合
を解消して両者の利点を兼ね備えた電動機駆動用インバ
ータ装置として新たな電動機駆動用インバータ装置を提
案した。図１０は上記提案された電動機駆動用インバー
タ装置の構成を示す電気回路図であり、三相交流電源７
１を入力とする三相ダイオードブリッジ整流回路７２
と、三相ダイオードブリッジ整流回路７２により得られ
る直流電圧を電源とする降圧チョッパ回路７３と、降圧
チョッパ回路７３の出力を入力として所定のスイッチン
グ動作を行なって負荷としての電動機７６に三相電力を
供給する電圧形三相フルブリッジインバータ７４と、降
圧チョッパ回路７３に対して並列に逆接続された回生電
力バイパス用ダイオード７５とを有している。

【０００９】上記の構成の電動機駆動用インバータ装置
は、従来の電流形インバータ装置において必須であった
転流コンデンサを省略できるとともにスイッチング素子
と直列接続された直列ダイオードを不要にできるのであ
るから、全体として回路構成を簡素化できる。また、回
生電力バイパス用ダイオードの導通期間の長短に対応し
て電圧形インバータ装置に近い負荷電流、電圧波形、電
流形インバータに近い負荷電流、電圧波形を得ることが
できる。

【００１０】しかし、より高効率、低騒音かつ漏れ電流
を少なくすること、および安定な始動を達成することが
要望される。

【００１１】

【発明の目的】この発明は上記の問題点に鑑みてなされ
たものであり、簡単な回路構成で、負荷の大きさ、入力
電圧の大きさ等により電流形インバータ装置と電圧形イ
ンバータ装置の特性を示し、しかもより高効率、低騒音
かつ漏れ電流を少なくすることができるとともに、安定
な始動を達成できる電動機駆動用インバータ装置を提供
することを目的としている。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めの、請求項１の電動機駆動用インバータ装置は、交流
電源を入力とするブリッジ整流回路と、ブリッジ整流回
路により得られた直流電圧を降圧させる降圧チョッパ回
路と、降圧チョッパ回路により得られた直流電源を入力
とする電圧形ブリッジインバータと、降圧チョッパ回路
と並列に逆接続された回生電力バイパス用ダイオード
と、電動機の誘起電圧を入力として、電動機の力率をほ
ぼ１にすべく電圧形ブリッジインバータにスイッチング
指令を供給するインバータ制御手段とを含んでいる。

【００１３】請求項２の電動機駆動用インバータ装置
は、降圧チョッパ回路の出力端子間にコンデンサがさら
に接続されてある。請求項３の電動機駆動用インバータ
装置は、電動機としてブラシレスＤＣモータを採用して
いる。請求項４の電動機駆動用インバータ装置は、始動
時に所定のパターンで電圧形ブリッジインバータを動作
させるべくスイッチング指令を供給し、所定値より大き
い誘起電圧をブラシレスＤＣモータが発生させたことに
応答してインバータ制御手段を動作させる始動手段をさ
らに含んでいる。

【００１４】請求項５の電動機駆動用インバータ装置
は、インバータ制御手段として、電動機の相電圧を検出
する抵抗分圧回路と、相電圧を入力とする積分器と、積
分器出力の正負を判別するコンパレータと、フォトカプ
ラと、フォトカプラを通して供給される正負判別結果に
基づいてスイッチング指令を得て出力する論理演算回路
とを含むものを用いている。

【００１５】

【作用】請求項１の電動機駆動用インバータ装置であれ
ば、ブリッジ整流回路により整流された直流電圧を得る
ことができ、降圧チョッパ回路によりリアクトルに流れ
る電流を直流に制御することができる。そして、電圧形
ブリッジインバータを動作させることにより所望の交流
電流を負荷としての電動機に供給できる。

【００１６】ここで、上記降圧チョッパ回路は、電圧形
ブリッジインバータから見た場合に定電流源として機能
するのであるが、回生電力バイパス用ダイオードが導通
している状態においては降圧チョッパ回路の出力電流は
一定にならず、降圧チョッパ回路の入力電圧と出力電圧
がほぼ等しくなり、逆に、回生電力バイパス用ダイオー
ドが導通していない状態においては降圧チョッパ回路の
出力電流は一定になる。したがって、回生電力バイパス
用ダイオードの導通期間が短ければ降圧チョッパ回路の
出力電流はほぼ直流になり、負荷電流、電圧は電流形イ
ンバータ装置の波形になる。逆に、回生電力バイパス用
ダイオードの導通期間が長ければ降圧チョッパ回路の出
力電圧が一定になる期間が増えてほぼ直流になり、負荷
電流、電圧は電圧形インバータ装置の波形になる。即
ち、電流形インバータ装置と電圧形インバータ装置の特
性を兼ね備えていることになる。

【００１７】そして、電動機の誘起電圧を入力として、
インバータ制御手段により、電動機の力率をほぼ１にす
べく電圧形ブリッジインバータにスイッチング指令を供
給するのであるから、回生電力バイパス用ダイオードの
導通期間を短くでき、ひいては、高調波成分を一層低減
して負荷電圧波形をより正弦波に近づけることができ、
図１０に示す電動機駆動用インバータ装置よりも高効率
かつ低騒音の電動機駆動を達成できる。

【００１８】また、以上の説明から明らかなように、従
来の電流形インバータ装置においてスイッチング素子と
してのサイリスタに直列接続されていた直列ダイオード
を１つの回生電力バイパス用ダイオードで代用でき、し
かも各相間に設けられていた転流用コンデンサを省略で
きるのであるから、全体としての回路構成を簡素化でき
る。

【００１９】請求項２の電動機駆動用インバータ装置で
あれば、降圧チョッパ回路の出力端子間にコンデンサが
さらに接続されてあるので、コンデンサと降圧チョッパ
回路のリアクトルとでフィルタとしての機能を達成し、
高調波成分をさらに低減し、より一層の高効率化、低騒
音化を達成できるとともに電動機によりコンプレッサを
駆動する場合等に特に問題となる漏れ電流を低減でき
る。さらに、降圧チョッパ回路のスイッチング素子のス
イッチング周波数を低くできるので損失を低減でき、よ
り一層の高効率化を達成できる。

【００２０】請求項３の電動機駆動用インバータ装置で
あれば、電動機としてブラシレスＤＣモータを採用して
いるので、電動機自体の特性として回転子に発熱がな
く、回転子の超小形化が達成でき、ひいては、高速回転
が可能であり、周波数が高くてＰＷＭ制御が不可能であ
るような高速回転を行なわせる場合であっても簡単に対
処できる。

【００２１】請求項４の電動機駆動用インバータ装置
は、始動時に所定のパターンで電圧形ブリッジインバー
タを動作させるべくスイッチング指令を供給し、所定値
より大きい誘起電圧をブラシレスＤＣモータが発生させ
たことに応答してインバータ制御手段を動作させる始動
手段をさらに含んでいるので、開ループのままでは運転
を安定に継続できないブラシレスＤＣモータの始動時に
のみ開ループ制御を行ない、ブラシレスＤＣモータが始
動してある程度誘起電圧が発生するようになった後は、
インバータ制御手段により運転を安定に継続させること
ができる。また、上記開ループ制御によるブラシレスＤ
Ｃモータの始動時に生じる可能性が高い過電流を降圧チ
ョッパ回路のスイッチング素子の電流制御により阻止で
き、安定な始動を達成できる。

【００２２】請求項５の電動機駆動用インバータ装置で
あれば、インバータ制御手段として、電動機の相電圧を
検出する抵抗分圧回路と、相電圧を入力とする積分器
と、積分器出力の正負を判別するコンパレータと、フォ
トカプラと、フォトカプラを通して供給される正負判別
結果に基づいてスイッチング指令を得て出力する論理演
算回路とを含むものを用いているので、電動機に回転位
置センサ（電動機としてブラシレスＤＣモータを用いる
場合には必須とされていた）を設ける必要がなく、しか
も、従来のセンサレス制御では検出が困難であった低速
回転時に主回路が電流形インバータとして機能し、電圧
波形が正弦波に近くなることに伴ない、インバータ制御
手段を構成する積分器、コンパレータ等の定数設定をあ
まり厳密に行なう必要がなくなり、このインバータ制御
手段を用いて閉ループ制御を行なうことにより、閉ルー
プ制御が可能な低速回転領域を拡張できるので、広範囲
にわたって安定な閉ループ制御を達成できる。

【００２３】

【実施例】以下、実施例を示す添付図面によって詳細に
説明する。図１はこの発明の電動機駆動用インバータ装
置の一実施例を示す電気回路図であり、三相交流電源１
を入力とする三相ダイオードブリッジ整流回路２と、三
相ダイオードブリッジ整流回路２により得られる直流電
圧を電源とする降圧チョッパ回路３と、降圧チョッパ回
路３の出力を入力として所定のスイッチング動作を行な
って負荷としてのブラシレスＤＣモータ６に三相電力を
供給する電圧形三相フルブリッジインバータ４と、降圧
チョッパ回路３に対して並列に逆接続された回生電力バ
イパス用ダイオード５と、ブラシレスＤＣモータ６の誘
起電圧を入力として、ブラシレスＤＣモータ６を力率が
ほぼ１になるように制御すべくスイッチング指令を供給
するインバータ制御回路８と、降圧チョッパ回路３の出
力端子間に設けられた小容量のコンデンサ９と、始動回
路１０とを有している。

【００２４】上記構成の電動機駆動用インバータ装置で
あれば、回生電力バイパス用ダイオード５が導通してい
ない状態において降圧チョッパ回路３の出力電流はほぼ
直流になる反面、回生電力バイパス用ダイオード５が導
通している状態において降圧チョッパ回路３の出力電流
が一定にならず、降圧チョッパ回路３の入力電圧と出力
電圧とがほぼ等しくなる。したがって、回生電力バイパ
ス用ダイオード５が導通する期間が短ければ降圧チョッ
パ回路３の出力電流はほぼ直流になり、負荷電流、電圧
が電流形インバータ装置の波形になる。逆に、回生電力
バイパス用ダイオード５が導通する期間が長ければ降圧
チョッパ回路３の出力電圧が一定になる期間が増えほぼ
直流になり、負荷電流、電圧が電圧形インバータ装置の
波形に似た波形になる。

【００２５】そして、この動作を行なう場合において、
ブラシレスＤＣモータ６の誘起電圧を入力としてインバ
ータ制御回路８により、ブラシレスＤＣモータ６の力率
をほぼ１にすべくスイッチング指令を電圧形三相フルブ
リッジインバータ４に供給するので、回生電力バイパス
用ダイオードの導通期間を短縮でき、電流形インバータ
の波形により近づけることができるので、高調波成分が
低減され、電圧波形が正弦波に近くなることに起因して
より一層高効率かつ低騒音のブラシレスＤＣモータ６の
運転を達成できる。

【００２６】さらに、降圧チョッパ回路３の出力端子間
に小容量のコンデンサ９が接続されているので、負荷電
流リプルを小さくできる。この結果、高調波成分が減少
し、より高効率かつ低騒音の運転を行なうことができ、
さらに負荷としてコンプレッサを用いた場合等に特に問
題となる漏れ電流をも小さくできる。さらにまた、コン
デンサ９により負荷電流リプルを小さくできる関係上、
降圧チョッパ回路３のスイッチング素子３ａのスイッチ
ング周波数を低くでき、スイッチングロスを少なくでき
る。

【００２７】また、始動時にはブラシレスＤＣモータ６
の誘起電圧が０であるからインバータ制御回路８による
制御を行なうことができないが、始動回路１０により強
制的に電圧形三相フルブリッジインバータ４にスイッチ
ング指令を供給することによりブラシレスＤＣモータ６
の始動を達成できる。そして、ある程度の誘起電圧が発
生した後は、インバータ制御回路８によりスイッチング
指令を供給して上記の動作を行なわせる。尚、始動回路
１０による運転を行なう場合には過電流が流れる可能性
があるが、降圧チョッパ回路３により過電流を確実に防
止でき、安定な始動が可能になる。

【００２８】さらに、ブラシレスＤＣモータ６を用いる
場合には必須とされていた回転位置センサが不要にな
り、しかも、従来のセンサレス制御回路で検出困難な低
速回転時に主回路が電流形インバータの働きをするため
に電圧波形が正弦波に近い。したがって、閉ループ制御
が可能な低速領域を拡張でき、広範囲にわたって安定な
運転を達成できる。また、インバータ制御回路８に含ま
れる積分器８ｂ、コンパレータ８ｃ等の定数をあまり厳
密に行なう必要がなく、定数設定を簡素化できる。

【００２９】次いで、構成各部について詳細に説明す
る。上記三相ダイオードブリッジ整流回路２は整流素子
として、位相制御されるサイリスタに代えてダイオード
２ａを採用し、電解コンデンサ２ｂにより定電圧源とし
ているので、構成を簡素化できる。上記降圧チョッパ回
路３は、リアクトル３ｂと、リアクトル３ｂの電流を直
流に制御すべくスイッチング制御されるスイッチング素
子３ａと、スイッチング素子３ａを介して電解コンデン
サ２ｂと並列に接続されたダイオード３ｃとから構成さ
れている。したがって、スイッチング制御されるスイッ
チング素子３ａおよびダイオード３ｃによりリアクトル
３ｂの電流を制御でき、スイッチング素子３ａのスイッ
チング周波数を高く設定することにより、リアクトル３
ｂの容量を小さくできる。また、サイリスタの位相を制
御する場合には、従来は６個のサイリスタをスイッチン
グさせる必要があったが、１つのスイッチング素子３ａ
をスイッチングさせるだけでよくなる。また、スイッチ
ング素子３ａをスイッチングさせるためのチョッパ制御
回路は、電流指令値ＩＬ＊とリアクトル電流ＩＬとの差
分を算出する減算器３ｄと、減算器３ｄの減算結果を入
力とするＰＩ制御部３ｅと、所定の周波数の基準信号
（例えば三角波信号）とＰＩ制御部３ｅからの出力信号
との大小比較を行ない、比較結果信号をスイッチング指
令としてスイッチング素子３ａに供給するコンパレータ
３ｆとを有している。したがって、始動時に代表される
ように電動機に過電流が流れる可能性がある時に、過電
流を抑制できる。この結果、始動時に過大な電流が流れ
ることを防止して電動機を軟らかく始動できることにな
る。

【００３０】上記電圧形三相フルブリッジインバータ４
は、各相のスイッチング素子４ａと並列にダイオード４
ｂが接続されているだけであり、各相間の転流ダイオー
ドが不要であるから構成を著しく簡素化できる。上記回
生電力バイパス用ダイオード５は、降圧チョッパ回路３
の、スイッチング素子３ａとリアクトル３ｂとの直列回
路と並列に逆接続されている。したがって、三相ダイオ
ードブリッジ整流回路２の電解コンデンサ２ｂの端子間
電圧よりリアクトル３ｂの出力端子電圧が高い場合にの
み回生電力バイパス用ダイオード５が導通状態になる。

【００３１】上記インバータ制御回路８は、ブラシレス
ＤＣモータ６の相電圧を検出するための抵抗分圧回路８
ａと、抵抗分圧回路８ａにより検出された相電圧を入力
とする積分器８ｂと、積分器８ｂの出力の正負を判別す
るコンパレータ８ｃと、コンパレータ８ｃの判別結果を
入力とするフォトカプラ８ｄと、フォトカプラ８ｄから
の信号を入力としてスイッチング指令を得て出力する論
理演算回路８ｅとを有している。但し、積分器８ｂ、コ
ンパレータ８ｃおよびフォトカプラ８ｄは三相分設けら
れてある（図２参照）。したがって、各相電圧毎に積分
器８ｂにより積分され、コンパレータ８ｃにより正負判
別が行なわれ、フォトカプラ８ｄを通して論理演算回路
８ｅに供給される。論理演算回路８ｅにおいては、各相
の正負判別結果に基づいて、相電圧と線電流とが同相に
なるように電圧形三相フルブリッジインバータ４に対す
るスイッチング指令を得て出力する。この結果、ブラシ
レスＤＣモータ６の力率がほぼ１になるので、回生電力
バイパス用ダイオード５の導通期間を短くでき、高調波
成分を低減できるとともに、負荷電圧波形を一層正弦波
に近づけることができるので、ブラシレスＤＣモータ６
の運転の高効率化、低騒音化を達成できる。図３は各部
の信号波形図であり、抵抗分圧回路８ａにより検出され
た各相電圧が図３（Ａ）に示すとおりである場合には、
各相の積分波形は図３（Ｂ）に示すとおりになり、コン
パレータ８ｃによる正負判別結果は図３（Ｃ）（Ｄ）
（Ｅ）に示すとおりになる。尚、各相電圧をＶｕ，Ｖ
ｖ，Ｖｗで示している。これら正負判別結果が論理演算
回路８ｅに供給され、図３（Ｆ）〜（Ｋ）に示すように
電圧形三相フルブリッジインバータ４に対するスイッチ
ング指令を出力する。具体的には、例えば、ｕ相の上側
スイッチング素子のスイッチング指令については、ｖ相
の積分信号が正かつｗ相の積分信号が負の場合にＯＮを
指令するように設定する。

【００３２】尚、積分器８ｂは電圧波形に含まれるノイ
ズの除去を達成でき、また積分器８ｂの利得は１／ｆに
比例するのであるから、電圧が低い低速回転時にも正確
な演算を可能とし、ブラシレスＤＣモータ６の力率をほ
ぼ１にすることができる。また、フォトカプラ８ｄは絶
縁を確保するためのものであり、アイソレーションアン
プ等で代用できるが、コスト面等を考慮すれば、フォト
カプラを用いることが好ましい。

【００３３】上記始動回路１０は、図４に示すように、
予め定められたスイッチング指令を出力する始動時制御
回路１０ａと、始動時制御回路１０ａからのスイッチン
グ指令またはインバータ制御回路８からのスイッチング
指令を選択的に出力するゲート回路１０ｂと、ゲート回
路１０ｂの動作を制御するゲート制御回路１０ｃとを有
している。尚、１０ｄはゲート回路１０ｂの動作を許容
し、または阻止するための単投形スイッチであり、ゲー
ト制御回路１０ｃは、何れかのスイッチング指令を出力
すべく切替え動作される双投形スイッチ１０ｃ１と、単
投形スイッチ１０ｄにより制御される１対のＡＮＤゲー
ト１０ｃ２，１０ｃ３とを有している。ゲート回路１０
ｂは、ＡＮＤゲート１０ｃ２，１０ｃ３からの出力信号
によりそれぞれ制御される１対のＡＮＤゲート１０ｂ
１，１０ｂ２と、両ＡＮＤゲート１０ｂ１，１０ｂ２の
出力信号を入力とするＯＲゲート１０ｂ３と、インバー
タ１０ｂ４とを有している。

【００３４】したがって、単投形スイッチ１０ｄをＯＦ
Ｆ状態にすることにより始動時制御回路１０ａを動作さ
せるとともに、両ＡＮＤゲート１０ｃ２，１０ｃ３を開
くことができる。この状態において双投形スイッチ１０
ｃ１の状態に対応して何れかのＡＮＤゲート１０ｃ２，
１０ｃ３からゲート回路制御信号が出力され、対応する
ＡＮＤゲート１０ｂ１，１０ｂ２が開かれる。この結
果、ＡＮＤゲート１０ｂ２が開かれていれば始動時制御
回路１０ａからのスイッチング指令がＯＲゲート１０ｂ
３およびインバータ１０ｂ４を通して電圧形三相フルブ
リッジインバータ４に供給され、ＡＮＤゲート１０ｂ１
が開かれていればインバータ制御回路８からのスイッチ
ング指令がＯＲゲート１０ｂ３およびインバータ１０ｂ
４を通して電圧形三相フルブリッジインバータ４に供給
される。

【００３５】図５は上記構成の電動機駆動用インバータ
装置を用いてブラシレスＤＣモータを駆動し、無負荷か
つ９００ｒ．ｐ．ｍ．の場合の負荷電圧、負荷電流を示
しており、負荷電流がほぼ方形波状になり、負荷電圧が
ほぼ正弦波状になっていることから電流形インバータ装
置の特性を示していることが分る。また、負荷電圧の位
相と負荷電流の位相とが同じであることが分る。この場
合の力率は９５％であり、電圧波形もきれいな正弦波に
なっており、騒音、振動も非常に少なかった。図６は負
荷が１ｋＷかつ９００ｒ．ｐ．ｍ．の場合の負荷電圧、
負荷電流を示しており、負荷電圧がほぼ正弦波状かつ負
荷電流がほぼ方形波状になっていることから電流形イン
バータ装置の特性を示していることが分る。

【００３６】図７は始動特性を示しており、当初の所定
時間（図７中Ｔ１の範囲を参照）は始動回路１０により
開ループ制御を行ない、その後はブラシレスＤＣモータ
６の相電圧に基づいて双投形スイッチ１０ｃ１を切替え
てインバータ制御回路８による閉ループセンサレス制御
を行なった場合を示している。図７から明らかなよう
に、開ループ制御を行なっている期間内において電流値
は５Ａ以下であり、過電流が確実に防止できていること
が分る。また、降圧チョッパ回路３により定電流制御さ
れている間にブラシレスＤＣモータ６はほぼ直線的に加
速され、回転速度が１５００ｒ．ｐ．ｍ．の近傍で電圧
が飽和し、トルクがでなくなり、定電流制御が外れるこ
とも分る。さらに、１５００ｒ．ｐ．ｍ．近傍での高速
回転時における不安定も殆ど認められない。

【００３７】尚、この発明は上記の実施例に限定される
ものではなく、例えば、ブラシレスＤＣモータ以外の電
動機の駆動にも適用できるほか、この発明の要旨を変更
しない範囲内において種々の設計変更を施すことが可能
である。

【００３８】

【発明の効果】以上のように請求項１の発明は、三相電
圧形インバータに降圧チョッパを組み込み、しかも降圧
チョッパと並列に回生電力バイパス用ダイオードを逆接
続しているので回路構成を簡素化でき、しかも回路構成
を変化させることなく電流形インバータおよび電圧形イ
ンバータの特性を得ることができ、しかも力率がほぼ１
になるように電動機を制御するのであるから、回生電力
バイパス用ダイオードの導通時間を短くでき、高調波成
分が低減されるので電圧波形が一層正弦波に近くなり、
一層の高効率化、低騒音化を達成できるという特有の効
果を奏する。

【００３９】請求項２の発明は、降圧チョッパ回路の出
力端子間にコンデンサがさらに接続されてあるので、コ
ンデンサと降圧チョッパ回路のリアクトルとでフィルタ
としての機能を達成し、高調波成分をさらに低減し、よ
り一層の高効率化、低騒音化を達成できるとともに電動
機によりコンプレッサを駆動する場合等に特に問題とな
る漏れ電流を低減でき、さらに、降圧チョッパ回路のス
イッチング素子のスイッチング周波数を低くできるので
損失を低減でき、より一層の高効率化を達成できるとい
う特有の効果を奏する。

【００４０】請求項３の発明は、請求項１または請求項
２の効果に加え、電動機自体の特性として高速回転が可
能であり、周波数が高くてＰＷＭ制御が不可能であるよ
うな高速回転を行なわせる場合であっても簡単に対処で
きるという特有の効果を奏する。請求項４の発明は、開
ループのままでは運転を安定に継続できないブラシレス
ＤＣモータの始動時にのみ開ループ制御を行ない、ブラ
シレスＤＣモータが始動してある程度誘起電圧が発生す
るようになった後は、インバータ制御手段により運転を
安定に継続させることができ、しかも、開ループ制御に
よるブラシレスＤＣモータの始動時に生じる可能性が高
い過電流を降圧チョッパ回路のスイッチング素子の電流
制御により阻止でき、安定な始動を達成できるという特
有の効果を奏する。

【００４１】請求項５の発明は、電動機に回転位置セン
サ（電動機としてブラシレスＤＣモータを用いる場合に
は必須とされていた）を設ける必要がなく、しかも、従
来のセンサレス制御では検出が困難であった低速回転時
に主回路が電流形インバータとして機能し、電圧波形が
正弦波に近くなることに伴ない、インバータ制御手段を
構成する積分器、コンパレータ等の定数設定をあまり厳
密に行なう必要がなくなり、このインバータ制御手段を
用いて閉ループ制御を行なうことにより、閉ループ制御
が可能な低速回転領域を拡張できるので、広範囲にわた
って安定な閉ループ制御を達成できるという特有の効果
を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の電動機駆動用インバータ装置の一実
施例を示す電気回路図である。

【図２】インバータ制御回路の構成を詳細に示す電気回
路図である。

【図３】インバータ制御回路の各部の信号波形を示す図
である。

【図４】始動回路の構成を詳細に示す電気回路図であ
る。

【図５】図１の構成の電動機駆動用インバータ装置を用
いてブラシレスＤＣモータを駆動し、無負荷かつ９００
ｒ．ｐ．ｍ．にした場合の負荷電圧、負荷電流を示す波
形図である。

【図６】図１の構成の電動機駆動用インバータ装置を用
いてブラシレスＤＣモータを駆動し、１ｋＷの負荷をと
りかつ９００ｒ．ｐ．ｍ．にした場合の負荷電圧、負荷
電流を示す波形図である。

【図７】始動特性を示す図である。

【図８】従来の三相電流形インバータ装置の構成を示す
電気回路図である。

【図９】従来の三相電圧形インバータ装置の構成を示す
電気回路図である。

【図１０】本件発明者らが提案した電動機駆動用インバ
ータ装置の構成を示す電気回路図である。

【符号の説明】

１ 三相交流電源 ２ 三相ダイオードブリッジ整流
回路 ３ 降圧チョッパ回路 ４ 電圧形三相フルブリッジ
インバータ ５ 回生電力バイパス用ダイオード ８ インバータ
制御回路 ９ コンデンサ １０ 始動回路

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源（１）を入力とするブリッジ整
   流回路（２）と、ブリッジ整流回路（２）により得られ
   た直流電圧を降圧させる降圧チョッパ回路（３）と、降
   圧チョッパ回路（３）により得られた直流電源を入力と
   する電圧形ブリッジインバータ（４）と、降圧チョッパ
   回路（３）と並列に逆接続された回生電力バイパス用ダ
   イオード（５）と、電動機（６）の誘起電圧を入力とし
   て、電動機（６）の力率をほぼ１にすべく電圧形ブリッ
   ジインバータ（４）にスイッチング指令を供給するイン
   バータ制御手段（８）とを含むことを特徴とする電動機
   駆動用インバータ装置。
2. 【請求項２】 降圧チョッパ回路（３）の出力端子間に
   コンデンサ（９）がさらに接続されてある請求項１に記
   載の電動機駆動用インバータ装置。
3. 【請求項３】 電動機（６）がブラシレスＤＣモータ
   （６）である請求項１または請求項２に記載の電動機駆
   動用インバータ装置。
4. 【請求項４】 始動時に所定のパターンで電圧形ブリッ
   ジインバータ（４）を動作させるべくスイッチング指令
   を供給し、所定値より大きい誘起電圧をブラシレスＤＣ
   モータ（６）が発生させたことに応答してインバータ制
   御手段（８）を動作させる始動手段（１０）をさらに含
   んでいる請求項３に記載の電動機駆動用インバータ装
   置。
5. 【請求項５】 インバータ制御手段（８）が、電動機
   （６）の相電圧を検出する抵抗分圧回路（８ａ）と、相
   電圧を入力とする積分器（８ｂ）と、積分器出力の正負
   を判別するコンパレータ（８ｃ）と、フォトカプラ（８
   ｄ）と、フォトカプラ（８ｄ）を通して供給される正負
   判別結果に基づいてスイッチング指令を得て出力する論
   理演算回路（８ｅ）とを含んでいる請求項１から請求項
   ４の何れかに記載の電動機駆動用インバータ装置。