JPH0526435B2 - - Google Patents
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- JPH0526435B2 JPH0526435B2 JP58039432A JP3943283A JPH0526435B2 JP H0526435 B2 JPH0526435 B2 JP H0526435B2 JP 58039432 A JP58039432 A JP 58039432A JP 3943283 A JP3943283 A JP 3943283A JP H0526435 B2 JPH0526435 B2 JP H0526435B2
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- voltage
- angular frequency
- phase
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、誘導電動機のベクトル制御装置に関
する。
する。
近年、誘導電動機の速応性を向上する制御方式
として、電動機の一次電流を励磁電流と二次電流
とに分けて制御し、二次磁束と二次電流ベクトル
を常に直交させることで直流機と同等の応答性を
得ようとするベクトル制御方式が提案されてい
る。しかし、実際に使用する電力変換装置にパル
ス幅変調（PWM）方式インバータなどの電圧形
インバータを使用すると、一次電流を制御すると
言つても電圧が操作量となるため、周波数を高く
した高速運転時に設定通りの一次電流が流れなく
なつて応答性が悪くなり、精度良い可変速制御が
難しくなる問題があつた。
として、電動機の一次電流を励磁電流と二次電流
とに分けて制御し、二次磁束と二次電流ベクトル
を常に直交させることで直流機と同等の応答性を
得ようとするベクトル制御方式が提案されてい
る。しかし、実際に使用する電力変換装置にパル
ス幅変調（PWM）方式インバータなどの電圧形
インバータを使用すると、一次電流を制御すると
言つても電圧が操作量となるため、周波数を高く
した高速運転時に設定通りの一次電流が流れなく
なつて応答性が悪くなり、精度良い可変速制御が
難しくなる問題があつた。
本発明は、電動機の一次電圧制御において、二
次磁束分と二次電流分との間に互いの干渉分をキ
ヤンセルできるベクトル制御とすることにより、
従来の問題点を解消したベクトル制御装置を提供
することを目的とする。
次磁束分と二次電流分との間に互いの干渉分をキ
ヤンセルできるベクトル制御とすることにより、
従来の問題点を解消したベクトル制御装置を提供
することを目的とする。
以下、本発明の原理的な説明に続いて実施例を
詳細に説明する。
詳細に説明する。
まず、誘導電動機を一次電圧に同期して回転す
るα−β軸で表わした電圧方程式は以下の第(1)式
になるし、発生トルクＴは第(2)式になる。
るα−β軸で表わした電圧方程式は以下の第(1)式
になるし、発生トルクＴは第(2)式になる。
ここで、各記号は以下に示す諸量である。
e1；一次電圧（α、β成分）e′2；二次電圧（α、
β成分） i1：一次電流（α、β成分）λ′2；二次磁束（α、
β成分） r1；一次抵抗 r2；二次抵抗 Ｍ；励磁インダクタンス L2；二次インダクタ
ンス L〓；等価漏れインダクタンス（L〓＝L1L2−M2／L2） L1；一次インダクタンス Ｐ；微分記号ｄ／dt ω1；電源角周波数 ωr；ロータ角周波数 i′2；二次電流（α、β成分） 上述の(1)、(2)式はブロツク線図で表わすと第１
図に示すようになり、二相電圧e1〓，e1〓に対して
一次電流と二次磁束のα軸、β軸成分i1〓，i1〓，
λ′2〓，λ′2〓及びトルクＴを発生する誘電電動機の
等価ブロツク図になる。
β成分） i1：一次電流（α、β成分）λ′2；二次磁束（α、
β成分） r1；一次抵抗 r2；二次抵抗 Ｍ；励磁インダクタンス L2；二次インダクタ
ンス L〓；等価漏れインダクタンス（L〓＝L1L2−M2／L2） L1；一次インダクタンス Ｐ；微分記号ｄ／dt ω1；電源角周波数 ωr；ロータ角周波数 i′2；二次電流（α、β成分） 上述の(1)、(2)式はブロツク線図で表わすと第１
図に示すようになり、二相電圧e1〓，e1〓に対して
一次電流と二次磁束のα軸、β軸成分i1〓，i1〓，
λ′2〓，λ′2〓及びトルクＴを発生する誘電電動機の
等価ブロツク図になる。
ここで、一次電圧に同期して回るα、β軸はど
のような位相に定めても良いが、α軸を二次磁束
の方向に定めると、二次電流がβ軸に一致する条
件、すなわち、二次電流が磁束と直交する条件は
ベクトル制御理論で明らかにされているように、 λ′2〓＝一定 λ′2〓＝０ ……(3) であり、かつ一次周波数ω0は ω0＝ωr＋Mr2／L2λ′2〓・i1〓 ……(4) である。
のような位相に定めても良いが、α軸を二次磁束
の方向に定めると、二次電流がβ軸に一致する条
件、すなわち、二次電流が磁束と直交する条件は
ベクトル制御理論で明らかにされているように、 λ′2〓＝一定 λ′2〓＝０ ……(3) であり、かつ一次周波数ω0は ω0＝ωr＋Mr2／L2λ′2〓・i1〓 ……(4) である。
このように、α、β軸を定めると、一次電流i1
のα軸成分i1〓（＝一定）は磁束λ′2に相当する一次
電流であり、β軸成分i1〓は二次電流i′2に相当する
一次電流となる。
のα軸成分i1〓（＝一定）は磁束λ′2に相当する一次
電流であり、β軸成分i1〓は二次電流i′2に相当する
一次電流となる。
次に、上述の(3)、(4)式の条件を第１図のブロツ
ク線図に入れると第２図に示すブロツク線図にな
る。すなわち、第１図におけるａ点は(4)式の関係
から零に制御される。ｃ点はλ′2〓＝０であるから
この点につながる量は全て零であり、同様にi′2〓
＝０からｄ点につながる量も零であるしλ′2〓＝一
定であるからその微分であるｂ点も零である。そ
して、第１図の破線ブロツクＡの部分を同様の条
件下で計算すると、L2／r2＝τ2、L〓＝〔（L1L2−
M2）／L2〕として、 （L〓＋Ｍ／L2r2・L2／L2P＋r2・Ｍ／L2）ω0i1〓＝（L
〓＋Ｍ／L2／τ2P＋１）ω0i1〓 ＝L〓τ2P＋L1L2−M2／L2＋M2／L2／τ2P＋１ω0i1〓
＝L〓／L1τ2P＋１／τ2P＋１L1ω0i1〓 ここでi1〓＝一定であるからＰ＝０とおいて ＝L1ω0i1〓 このようにして、第１図のブロツク線図は第２
図のブロツク線図になる。第２図から明らかなよ
うに、二次磁束λ′2〓はα相一次電圧e1〓によつて一
義的に設定できずにβ相一次電流i1〓による−L〓
ω0i1〓分の干渉があるし、二次電流i2〓はβ相一次
電圧e1〓によつて一義的に設定できずにα相一次
電流i1〓による−L1ω0i1〓分の干渉がある。そこで、
本発明においては、一次電流i1〓及びi1〓による干
渉分を予め補償した制御量になるよう一次電圧
e1〓，e1〓を補正する。この補正には一次電圧e1〓に
加算されるL〓ω0i1〓を見込んで該電圧e1〓の設定に
L〓ω0i1〓を減算しておき、一次電圧e1〓に減算され
るL1ω0i1〓を見込んで該電圧e1βの設定にL1ω0i1〓を
加算しておき、さに電圧e1〓に対して電流i1〓が
〔１／（L〓Ｐ＋1r1）〕分の一次遅れを伴なうこと
から該電圧e1〓の補正演算に遅れ分も含めた補正
をしておく。この補正により、二次磁束λ′2〓と二
次電流i2〓を非干渉に制御する一次電圧e1〓，e1〓を
設定することができる。
ク線図に入れると第２図に示すブロツク線図にな
る。すなわち、第１図におけるａ点は(4)式の関係
から零に制御される。ｃ点はλ′2〓＝０であるから
この点につながる量は全て零であり、同様にi′2〓
＝０からｄ点につながる量も零であるしλ′2〓＝一
定であるからその微分であるｂ点も零である。そ
して、第１図の破線ブロツクＡの部分を同様の条
件下で計算すると、L2／r2＝τ2、L〓＝〔（L1L2−
M2）／L2〕として、 （L〓＋Ｍ／L2r2・L2／L2P＋r2・Ｍ／L2）ω0i1〓＝（L
〓＋Ｍ／L2／τ2P＋１）ω0i1〓 ＝L〓τ2P＋L1L2−M2／L2＋M2／L2／τ2P＋１ω0i1〓
＝L〓／L1τ2P＋１／τ2P＋１L1ω0i1〓 ここでi1〓＝一定であるからＰ＝０とおいて ＝L1ω0i1〓 このようにして、第１図のブロツク線図は第２
図のブロツク線図になる。第２図から明らかなよ
うに、二次磁束λ′2〓はα相一次電圧e1〓によつて一
義的に設定できずにβ相一次電流i1〓による−L〓
ω0i1〓分の干渉があるし、二次電流i2〓はβ相一次
電圧e1〓によつて一義的に設定できずにα相一次
電流i1〓による−L1ω0i1〓分の干渉がある。そこで、
本発明においては、一次電流i1〓及びi1〓による干
渉分を予め補償した制御量になるよう一次電圧
e1〓，e1〓を補正する。この補正には一次電圧e1〓に
加算されるL〓ω0i1〓を見込んで該電圧e1〓の設定に
L〓ω0i1〓を減算しておき、一次電圧e1〓に減算され
るL1ω0i1〓を見込んで該電圧e1βの設定にL1ω0i1〓を
加算しておき、さに電圧e1〓に対して電流i1〓が
〔１／（L〓Ｐ＋1r1）〕分の一次遅れを伴なうこと
から該電圧e1〓の補正演算に遅れ分も含めた補正
をしておく。この補正により、二次磁束λ′2〓と二
次電流i2〓を非干渉に制御する一次電圧e1〓，e1〓を
設定することができる。
第３図は本発明の一実施例を示すブロツク図で
ある。電動機１にPWM方式インバータ２から電
圧制御による一次電圧を供給して該電動機１に磁
束と二次電流とが互いに直行するよう制御するに
おいて、α、β相電圧e1〓、e1〓の設定に補正演算
回路３によつて前述の補正を施す。補正演算回路
３はα相一次電圧e1〓の設定に、電動機の二次磁
束λ′2を一定に制御するためのα相一次電流設定
値i*〓に一次抵抗r1の係数器31を通した値に対して
β相一次電流i1〓による第２図に示す干渉分を補
正するための補正値を減算しておく。この補正値
は、二次電流i′2を制御するためのβ相一次電流設
定値i* 1〓に第２図に示す一次遅れ分〔１／（L〓Ｐ
＋r1）〕とその係数r1を乗ずる積分器３2によつて
該i* 1〓に対する遅れ分補正値i** 1〓を取出し、この補
正値i** 1〓に電源角周波数ω0を乗算器33で乗算し、
この乗算結果に係数として等価漏れインダクタン
スL〓を持つ係数器３4を通して得る。
ある。電動機１にPWM方式インバータ２から電
圧制御による一次電圧を供給して該電動機１に磁
束と二次電流とが互いに直行するよう制御するに
おいて、α、β相電圧e1〓、e1〓の設定に補正演算
回路３によつて前述の補正を施す。補正演算回路
３はα相一次電圧e1〓の設定に、電動機の二次磁
束λ′2を一定に制御するためのα相一次電流設定
値i*〓に一次抵抗r1の係数器31を通した値に対して
β相一次電流i1〓による第２図に示す干渉分を補
正するための補正値を減算しておく。この補正値
は、二次電流i′2を制御するためのβ相一次電流設
定値i* 1〓に第２図に示す一次遅れ分〔１／（L〓Ｐ
＋r1）〕とその係数r1を乗ずる積分器３2によつて
該i* 1〓に対する遅れ分補正値i** 1〓を取出し、この補
正値i** 1〓に電源角周波数ω0を乗算器33で乗算し、
この乗算結果に係数として等価漏れインダクタン
スL〓を持つ係数器３4を通して得る。
また、補正演算回路３は、β相一次電圧e1〓の
設定に設定値i* 1〓に一次抵抗r1の係数器３5を通し
た値に対して、α相一次電流i1〓による第２図に
示す干渉分を補正するための補正値を加算してお
く。この補正値は電流設定値i* 1〓に電源角周波数
ω0を乗算器３6で乗算し、この乗算結果に係数と
して一次インダクタンスL1を持つ係数器３7を通
して得る。
設定に設定値i* 1〓に一次抵抗r1の係数器３5を通し
た値に対して、α相一次電流i1〓による第２図に
示す干渉分を補正するための補正値を加算してお
く。この補正値は電流設定値i* 1〓に電源角周波数
ω0を乗算器３6で乗算し、この乗算結果に係数と
して一次インダクタンスL1を持つ係数器３7を通
して得る。
β相一次電流設定値i* 1〓は速度設定値V* Sと電動
機１に結合する速度検出器４の検出値（ロータ角
周波数ωr）との偏差を比例積分演算（PI）する
速度調節器５の出力として得る。電源角周波数
ω0は角周波数演算回路６によつて得る。この演
算回路６は、設定値i* 1〓に第２図の遅れ分を補正
した設定値i** 1〓と設定値i* 1〓の除算をする割算器６1
と、この除算結果i* 1〓／i* 1〓に係数１／τ2を掛算す
る係数器６2とを有してすべり角周波数ωSを算出
し、このすべり角周波数ωSにロータ角周波数ωr
を加算して電源角周波数ω0を得る。この割算器
６1と係数器６2によるすべり角周波数ωSの算出
は、前述の(4)式右辺第２項中に前述の次の条件及
び第２図からλ′2〓＝i1〓・Ｍを導入してi** 1〓／（i
* 1〓・
τ2）に置換される。
機１に結合する速度検出器４の検出値（ロータ角
周波数ωr）との偏差を比例積分演算（PI）する
速度調節器５の出力として得る。電源角周波数
ω0は角周波数演算回路６によつて得る。この演
算回路６は、設定値i* 1〓に第２図の遅れ分を補正
した設定値i** 1〓と設定値i* 1〓の除算をする割算器６1
と、この除算結果i* 1〓／i* 1〓に係数１／τ2を掛算す
る係数器６2とを有してすべり角周波数ωSを算出
し、このすべり角周波数ωSにロータ角周波数ωr
を加算して電源角周波数ω0を得る。この割算器
６1と係数器６2によるすべり角周波数ωSの算出
は、前述の(4)式右辺第２項中に前述の次の条件及
び第２図からλ′2〓＝i1〓・Ｍを導入してi** 1〓／（i
* 1〓・
τ2）に置換される。
L〓＝L1L2−M2／L2
τ2＝L2／r2
このように干渉分が補正されたα、β相の一次
電圧e1〓，e1〓は相電圧演算回路７において２相−
３相変換がなされ、インバータ２の３相電圧設定
値e* a，e* b，e* cが取出され、この設定値による
PWM波形の一次電圧制御によつて電動機１には
磁束と二次電流を非干渉にした速度又はトルク制
御が実現される。なお、相電圧演算回路７におけ
る２相−３相変換のために、電源角周波数ω0を
使つた三角関数発生回路８から正弦波SIN ω0t及
び余弦波COS ω0tを得ている。また、インバー
タ２におけるPWM波形を得るために、電源角周
波数ω0を使つた三角波発生回路９から該ω0に同
期した定数倍の三角波を取出し、この三角波と設
定電圧e* a，e* b，e* cとのレベル比較によつて
PWM波形を得ている。
電圧e1〓，e1〓は相電圧演算回路７において２相−
３相変換がなされ、インバータ２の３相電圧設定
値e* a，e* b，e* cが取出され、この設定値による
PWM波形の一次電圧制御によつて電動機１には
磁束と二次電流を非干渉にした速度又はトルク制
御が実現される。なお、相電圧演算回路７におけ
る２相−３相変換のために、電源角周波数ω0を
使つた三角関数発生回路８から正弦波SIN ω0t及
び余弦波COS ω0tを得ている。また、インバー
タ２におけるPWM波形を得るために、電源角周
波数ω0を使つた三角波発生回路９から該ω0に同
期した定数倍の三角波を取出し、この三角波と設
定電圧e* a，e* b，e* cとのレベル比較によつて
PWM波形を得ている。
以上のとおり、本発明によれば、電圧形インバ
ータを使つて誘導電動機をベクトル制御するにお
いて、電動機の励磁電流設定値i* 1〓と二次電流設
定値i* 1〓からインバータの設定電圧e1〓，e1〓を得る
のに電動機の一次電流i1〓，i1〓による相互干渉分
をキヤンセルする補正をするため、電源角周波数
ω0による干渉分変動も含めて磁束と二次電流ベ
クトルを常に直交させる制御が可能となり、広い
制御範囲に渡つて正確なベクトル制御ができる効
果がある。しかも、L〓／r1の時定数を持つ一次遅
れ分も含めた一次電圧及び角周波数ω0の補正に
なつて高精度の制御が可能となる。
ータを使つて誘導電動機をベクトル制御するにお
いて、電動機の励磁電流設定値i* 1〓と二次電流設
定値i* 1〓からインバータの設定電圧e1〓，e1〓を得る
のに電動機の一次電流i1〓，i1〓による相互干渉分
をキヤンセルする補正をするため、電源角周波数
ω0による干渉分変動も含めて磁束と二次電流ベ
クトルを常に直交させる制御が可能となり、広い
制御範囲に渡つて正確なベクトル制御ができる効
果がある。しかも、L〓／r1の時定数を持つ一次遅
れ分も含めた一次電圧及び角周波数ω0の補正に
なつて高精度の制御が可能となる。
第１図は２相電圧e1〓，e1〓に対する誘導電動機
の等価ブロツク図、第２図は誘電電動機のベクト
ル制御における等価ブロツク図、第３図は本発明
の一実施例を示す制御装置ブロツク図である。 １……誘導電動機、２……電圧形インバータ、
３……補正演算回路、４……速度検出器、５……
速度調節器、６……角周波数演算回路、７……相
電圧演算回路、８……三角関数発生回路、９……
三角波発生回路。
の等価ブロツク図、第２図は誘電電動機のベクト
ル制御における等価ブロツク図、第３図は本発明
の一実施例を示す制御装置ブロツク図である。 １……誘導電動機、２……電圧形インバータ、
３……補正演算回路、４……速度検出器、５……
速度調節器、６……角周波数演算回路、７……相
電圧演算回路、８……三角関数発生回路、９……
三角波発生回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 誘導電動機を電圧形インバータで駆動し、誘
導電動機の磁束分を設定するα相電圧e1〓と二次
電流分を設定するβ相電圧e1〓から２相３相変換
によつて上記電圧形インバータのａ，ｂ，ｃ相３
相電圧設定値ea＊，eb＊，ec＊を得る誘導電動機
のベクトル制御装置において、誘導電動機の磁束
分を設定するα相一次電流設定値i1〓＊を一次抵
抗r1に設定する係数器を通した値から誘導電動機
の二次電流分を設定するβ相一次電流設定値i1〓
＊に等価漏れインダクタンスL〓と一次抵抗r1の比
L〓／r1の磁定数を持ちかつr1倍した一次遅れに設
定した係数器を通した値i1〓＊＊に電圧形インバ
ータの角周波数設定値ω0を乗算しかつ上記イン
ダクタンスL〓に設定する係数器を通した値を減
算して上記電圧e1〓を求め、上記設定値i1〓＊を一
次抵抗r1に設定する係数器を通した値に上記設定
値i1〓＊に上記角周波数設定値ω0を乗算しかつ一
次インダクタンスL1に設定する係数器を通した
値を加算して上記電圧e1〓を求める補正演算回路
を備えたことを特徴とする誘導電動機のベクトル
制御装置。 ２ 上記設定値i1〓＊から求めた上記値i1〓＊＊上
記設定値i1〓＊で割算した値を二次インダクタン
スL2と二次抵抗r2の比r2／L2に設定する係数器を
通した値に誘導電動機のロータ角周波数検出値
ωrを加算して上記角周波数設定値ωpを求める角
周波数演算回路を備えたことを特徴とする特許請
求の範囲第１項記載の誘導電動機のベクトル制御
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58039432A JPS59165980A (ja) | 1983-03-10 | 1983-03-10 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58039432A JPS59165980A (ja) | 1983-03-10 | 1983-03-10 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59165980A JPS59165980A (ja) | 1984-09-19 |
| JPH0526435B2 true JPH0526435B2 (ja) | 1993-04-16 |
Family
ID=12552832
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58039432A Granted JPS59165980A (ja) | 1983-03-10 | 1983-03-10 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59165980A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60121982A (ja) * | 1983-12-05 | 1985-06-29 | Mitsubishi Electric Corp | 誘導電動機の制御装置 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5396423A (en) * | 1977-02-01 | 1978-08-23 | Mitsubishi Electric Corp | Control system for induction motor |
| JPS55128495A (en) * | 1979-03-27 | 1980-10-04 | Chiyuujiyou Bungu Kk | Sheettlike packing holding tool |
| JPS57153586A (en) * | 1981-03-16 | 1982-09-22 | Shinko Electric Co Ltd | Controller for induction motor |
-
1983
- 1983-03-10 JP JP58039432A patent/JPS59165980A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59165980A (ja) | 1984-09-19 |
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