JPH0526436B2 - - Google Patents
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- JPH0526436B2 JPH0526436B2 JP58039433A JP3943383A JPH0526436B2 JP H0526436 B2 JPH0526436 B2 JP H0526436B2 JP 58039433 A JP58039433 A JP 58039433A JP 3943383 A JP3943383 A JP 3943383A JP H0526436 B2 JPH0526436 B2 JP H0526436B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/36—Arrangements for braking or slowing; Four quadrant control
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、誘導電動機のベクトル制御装置に関
する。
する。
近年、誘導電動機の速応性を向上する制御方式
として、電動機の一次電流を励磁電流と二次電流
とに分けて制御し、二次磁速と二次電流ベクトル
を常に直交させることで直流機と同等の応答性を
得ようとするベクトル制御方式が提案されてい
る。しかし、実際に使用する電力変換装置にパル
ス幅変調（PWM）方式インバータなどの電圧形
インバータを使用すると、一次電流を制御すると
言つても電圧が操作量となるため、周波数を高く
した高速運転時に設定通りの一次電流が流れなく
なつて応答性が悪くなり、精度良い可変速制御が
難しくなる問題があつた。
として、電動機の一次電流を励磁電流と二次電流
とに分けて制御し、二次磁速と二次電流ベクトル
を常に直交させることで直流機と同等の応答性を
得ようとするベクトル制御方式が提案されてい
る。しかし、実際に使用する電力変換装置にパル
ス幅変調（PWM）方式インバータなどの電圧形
インバータを使用すると、一次電流を制御すると
言つても電圧が操作量となるため、周波数を高く
した高速運転時に設定通りの一次電流が流れなく
なつて応答性が悪くなり、精度良い可変速制御が
難しくなる問題があつた。
本発明は、電動機の一次電圧制御において、二
次磁速分と二次電流分との間に互いの干渉分をキ
ヤンセルできるベクトル制御とすることにより、
従来の問題点を解消し、干渉分キヤンセルを含め
た演算回路を簡単化できるベクトル制御装置を提
供することを目的とする。
次磁速分と二次電流分との間に互いの干渉分をキ
ヤンセルできるベクトル制御とすることにより、
従来の問題点を解消し、干渉分キヤンセルを含め
た演算回路を簡単化できるベクトル制御装置を提
供することを目的とする。
以下、本発明の原理的な説明に続いて実施例を
詳細に説明する。
詳細に説明する。
まず、誘導電動機を一次電圧に同期して回転す
るα−β軸で表わした電圧方程式は以下の第(1)式
になるし、発生トルクＴは第(2)式になる。
るα−β軸で表わした電圧方程式は以下の第(1)式
になるし、発生トルクＴは第(2)式になる。
Ｔ＝３／２（λ′2〓i′2〓−λ′2〓i′2〓）…
…(2) ここで、各記号は以下に示す諸量である。
…(2) ここで、各記号は以下に示す諸量である。
e1；一次電圧（α、β成分）
e′2；二次電圧（α、β成分）
i1；一次電流（α、β成分）
λ′2：磁速（α、β成分）
r1；一次抵抗
r2；二次抵抗
Ｍ；励磁インダクタンス
L2；二次インダクタンス
L〓；等価漏れインダクタンス（L〓＝
L1L2−M2／L2） L1；一次インダクタンス Ｐ；微分記号ｄ／dt ωp；電源角周波数 ωr；ロータ角周波数 i′2；二次電流（α、β成分） 上述の(1)、(2)式はブロツク線図で表わすと第１
図に示すようになり、二相電圧e1〓，e1〓に対して
一次電流と二次磁速のα軸、β軸成分i1〓，i1〓，
λ′2〓，λ′2〓及びトルクＴを発生する誘導電動機の
等価ブロツク図になる。
L1L2−M2／L2） L1；一次インダクタンス Ｐ；微分記号ｄ／dt ωp；電源角周波数 ωr；ロータ角周波数 i′2；二次電流（α、β成分） 上述の(1)、(2)式はブロツク線図で表わすと第１
図に示すようになり、二相電圧e1〓，e1〓に対して
一次電流と二次磁速のα軸、β軸成分i1〓，i1〓，
λ′2〓，λ′2〓及びトルクＴを発生する誘導電動機の
等価ブロツク図になる。
ここで、一次電圧に同期して回るα、β軸はど
のような位置に定めても良いが、α軸を二次磁速
の方向に定めると、二次電流がβ軸に一致する条
件すなわち、二次電流が磁速と直交する条件はベ
クトル制御理論で明らかにされているように、 λ′2〓＝一定 λ′2〓＝０ ……(3) であり、かつ一次周波数ωpは ωp＝ωr＋Mr2／L2λ′2〓・i1〓 ……(4) このように、α、β軸を定めると、一次電流i1
のα成分i1〓（＝一定）は磁束λ′2に相当する一次電
流であり、β軸成分i1〓は二次電流i′2に相当する一
次電流となる。
のような位置に定めても良いが、α軸を二次磁速
の方向に定めると、二次電流がβ軸に一致する条
件すなわち、二次電流が磁速と直交する条件はベ
クトル制御理論で明らかにされているように、 λ′2〓＝一定 λ′2〓＝０ ……(3) であり、かつ一次周波数ωpは ωp＝ωr＋Mr2／L2λ′2〓・i1〓 ……(4) このように、α、β軸を定めると、一次電流i1
のα成分i1〓（＝一定）は磁束λ′2に相当する一次電
流であり、β軸成分i1〓は二次電流i′2に相当する一
次電流となる。
次に、上述の(3)、(4)式の条件を第１図のブロツ
ク線図に入れると第２図に示すブロツク線図にな
る。すなわち、第１図におけるａ点は(4)式の関係
から零に制御される。ｃ点はλ′2〓＝０であるから
この点につながる量は全て零であり、同様にi′2〓
＝０からｄ点につながる量も零であるしλ′2〓＝一
定であるからその微分であるｂ点も零である。そ
して、第１図の破線ブロツクＡの部分を同様の条
件下で計算すると、L2／r2＝τ2、L〓＝〔（L1L2−
M2）／L2〕として、 （L〓＋Ｍ／L2r2・L2／L2P＋r2・Ｍ／L2）ωpi1〓＝（L
〓＋M2／L2／τ2P＋１）ωpi1〓 ＝L〓τ2P＋L1L2−M2／L2＋M2／L2／τ2P＋１ωpi1〓
＝L〓／L1τ2P＋１／τ2P＋１L1ωpi1〓 ここでi1〓＝一定であるからＰ＝０とおいて ＝L1ω0i1〓 このようにして、第１図のブロツク線図は第２
図のブロツク線図になる。第２図から明らかなよ
うに、二次磁束λ′2〓はα相一次電圧e1〓によつて一
義的に設定できずにβ相一次電流i1〓による＋L〓
ωpi1〓分の干渉があるし、二次電流i2〓はβ相一次
電圧e1〓によつて一義的に設定できずにα相一次
電流i1〓による−L1ω0i1〓分の干渉がある。そこで、
一次電流i1〓及びi1〓による干渉分を予め補償した
制御量になるよう一次電圧e1〓，e1〓を補正するこ
とにより磁束と二次電流を非干渉に制御できるこ
とになる。この補正は次の(5)式で示す演算回路を
用意することが実現される。
ク線図に入れると第２図に示すブロツク線図にな
る。すなわち、第１図におけるａ点は(4)式の関係
から零に制御される。ｃ点はλ′2〓＝０であるから
この点につながる量は全て零であり、同様にi′2〓
＝０からｄ点につながる量も零であるしλ′2〓＝一
定であるからその微分であるｂ点も零である。そ
して、第１図の破線ブロツクＡの部分を同様の条
件下で計算すると、L2／r2＝τ2、L〓＝〔（L1L2−
M2）／L2〕として、 （L〓＋Ｍ／L2r2・L2／L2P＋r2・Ｍ／L2）ωpi1〓＝（L
〓＋M2／L2／τ2P＋１）ωpi1〓 ＝L〓τ2P＋L1L2−M2／L2＋M2／L2／τ2P＋１ωpi1〓
＝L〓／L1τ2P＋１／τ2P＋１L1ωpi1〓 ここでi1〓＝一定であるからＰ＝０とおいて ＝L1ω0i1〓 このようにして、第１図のブロツク線図は第２
図のブロツク線図になる。第２図から明らかなよ
うに、二次磁束λ′2〓はα相一次電圧e1〓によつて一
義的に設定できずにβ相一次電流i1〓による＋L〓
ωpi1〓分の干渉があるし、二次電流i2〓はβ相一次
電圧e1〓によつて一義的に設定できずにα相一次
電流i1〓による−L1ω0i1〓分の干渉がある。そこで、
一次電流i1〓及びi1〓による干渉分を予め補償した
制御量になるよう一次電圧e1〓，e1〓を補正するこ
とにより磁束と二次電流を非干渉に制御できるこ
とになる。この補正は次の(5)式で示す演算回路を
用意することが実現される。
e1〓
e1〓＝r1i* 1〓
i* 1〓＋ωp−L〓i* 1〓
L1i* 1〓 ……(5)
すなわち、電圧e1〓の設定には電動機の二次磁
束λ′2を一定に制御するためのα相一次電流設定
値i* 1〓に一次抵抗r1の係数を乗算した値から、β相
一次電流i1〓による干渉分L〓ωpi1〓を見込んで二次
電流i′2を制御するためのβ相一次電流設定値i* 1〓に
電源角周波数ωp及び係数L〓を乗算した値を減算
する演算回路を用意し、同様に、電圧e1〓の設定
には設定値i* 1〓に係数r1を乗算した値から設定値i* 1〓
にωp及びL1を乗算した値を加算する演算回路を
用意することで干渉分をキヤンセルした制御が可
能となる。
束λ′2を一定に制御するためのα相一次電流設定
値i* 1〓に一次抵抗r1の係数を乗算した値から、β相
一次電流i1〓による干渉分L〓ωpi1〓を見込んで二次
電流i′2を制御するためのβ相一次電流設定値i* 1〓に
電源角周波数ωp及び係数L〓を乗算した値を減算
する演算回路を用意し、同様に、電圧e1〓の設定
には設定値i* 1〓に係数r1を乗算した値から設定値i* 1〓
にωp及びL1を乗算した値を加算する演算回路を
用意することで干渉分をキヤンセルした制御が可
能となる。
本発明においては、前述の干渉分キヤンセル機
能を持たせながら演算回路の簡単化を図るもので
ある。この演算回路の簡単化を以下に原理的に説
明する。
能を持たせながら演算回路の簡単化を図るもので
ある。この演算回路の簡単化を以下に原理的に説
明する。
まず、前述の第(5)式に基づいた演算回路から得
る一次電圧e1〓，e1〓は、角周波数ωpから得る三角
関数COSωpｔ、SINωpｔと共に相電圧演算回路
に取込み、次の(6)、(7)式による演算を施すことで
電圧形インバータのａ，ｂ，ｃ相の３相電圧設定
値e* a，e* b，e* cを得ることができる。
る一次電圧e1〓，e1〓は、角周波数ωpから得る三角
関数COSωpｔ、SINωpｔと共に相電圧演算回路
に取込み、次の(6)、(7)式による演算を施すことで
電圧形インバータのａ，ｂ，ｃ相の３相電圧設定
値e* a，e* b，e* cを得ることができる。
e1d
e1q＝COSωpｔ−SINωpｔ
SINωpｔ＋COSωpｔe1〓
e1〓 ……(6)
上述までのことから、電動機の一次電流i1〓，
i1〓による干渉分をキヤンセルした制御には前述
の(5)式に基づいた演算回路を用意し、(6)、(7)式に
基づいた相電圧演算回路を用意し、さらに角周波
数ωpの演算と該ωpからの三角関数発生回路を用
意して電圧形インバータの設定電圧e* a，e* b，e* cを
得ることができる。
i1〓による干渉分をキヤンセルした制御には前述
の(5)式に基づいた演算回路を用意し、(6)、(7)式に
基づいた相電圧演算回路を用意し、さらに角周波
数ωpの演算と該ωpからの三角関数発生回路を用
意して電圧形インバータの設定電圧e* a，e* b，e* cを
得ることができる。
ここで、(6)式に(5)式を導入すると、e1dについ
ては e1d＝（r1i* 1〓−ωpL〓i* 1〓）COSωpｔ−（r1i* 1〓−
ωpＬ，
i* 1〓）SINωpｔ ……(8) となり、上式中ラプラス演算子Ｓを使つた次の関
係より −ωpSINωpｔ＝ｄ／dt（COSωpｔ） ＝Ｓ・COSωpｔ ωpCOSωpｔ＝ｄ／dt（SINωpｔ） ＝Ｓ・SINωpｔ e1d＝（r1＋L1S）COSωpｔ・i* 1〓−（r1＋L〓Ｓ）SIN
ωpｔ・i* 1〓……(9) となる。同様に、e1qについては次の(10)式に変換
される。
ては e1d＝（r1i* 1〓−ωpL〓i* 1〓）COSωpｔ−（r1i* 1〓−
ωpＬ，
i* 1〓）SINωpｔ ……(8) となり、上式中ラプラス演算子Ｓを使つた次の関
係より −ωpSINωpｔ＝ｄ／dt（COSωpｔ） ＝Ｓ・COSωpｔ ωpCOSωpｔ＝ｄ／dt（SINωpｔ） ＝Ｓ・SINωpｔ e1d＝（r1＋L1S）COSωpｔ・i* 1〓−（r1＋L〓Ｓ）SIN
ωpｔ・i* 1〓……(9) となる。同様に、e1qについては次の(10)式に変換
される。
e1d＝（r1＋L1S）Sinωpｔ・i* 1〓＋（r1＋L〓Ｓ）COS
ωpｔ・i* 1〓……(10) こうした変換に着目し、本発明においは、干渉
分キヤンセルのための演算回路と相電圧演算回路
中の前述の(6)式に基づいた同期回転座標から固定
座標への変換演算回路とを用意する代りに、(9)、
(10)式に基づいた演算回路を用意することにより、
演算回路の簡単化を図る。
ωpｔ・i* 1〓……(10) こうした変換に着目し、本発明においは、干渉
分キヤンセルのための演算回路と相電圧演算回路
中の前述の(6)式に基づいた同期回転座標から固定
座標への変換演算回路とを用意する代りに、(9)、
(10)式に基づいた演算回路を用意することにより、
演算回路の簡単化を図る。
第３図は本発明の一実施例を示すブロツク図で
ある。電動機１にPWM方式インバータ２から電
圧制御による一次電圧を供給して該電動機１に磁
束と二次電流とが互いに直交するよう制御するに
おいて、演算回路３は前述の(9)、(10)式に基づいた
演算機能を有してα、β相一次電流設定値i* 1〓，
i* 1〓に対して固定座標電圧設定値e* 1d，e* 1qを得る。
２相３相変換回路４は前述の(7)式に基づいた演算
機能を有して演算回路３の出力e* 1d，e* 1qに対して
３相座標電圧設定値e* a，e* b，e* cを得、この設定値
がインバータ２の電圧指令にされる。
ある。電動機１にPWM方式インバータ２から電
圧制御による一次電圧を供給して該電動機１に磁
束と二次電流とが互いに直交するよう制御するに
おいて、演算回路３は前述の(9)、(10)式に基づいた
演算機能を有してα、β相一次電流設定値i* 1〓，
i* 1〓に対して固定座標電圧設定値e* 1d，e* 1qを得る。
２相３相変換回路４は前述の(7)式に基づいた演算
機能を有して演算回路３の出力e* 1d，e* 1qに対して
３相座標電圧設定値e* a，e* b，e* cを得、この設定値
がインバータ２の電圧指令にされる。
β相一次電流設定値i* 1〓は速度設定値V* Sと電動
機１に結合する速度検出機５の検出値（ロータ角
周波数ωr）との偏差を比例積分演算（PI）する
速度調節器６の出力として得る。電源角周波数
ωpは角周波数演算回路７によつて得る。この演
算回路７は、設定値i* 1〓，i* 1〓の除算をする割算器
７1と、この除算結果i* 1〓／i* 1〓に係数１／τ2を乗算
する係数器７2とを有してすべり角周波数ωSを算
出し、このすべり角周波数ωSにロータ角周波数
ωrを加算して電源角周波数ωpを得る。この演算
器７1と係数器７2によるすべり角周波数ωSの算出
は、前述の(4)式右辺第２項中に前述の次の条件及
び第２図からλ′2a＝i1〓・Ｍを代入してi* 1〓／（i* 1
〓・
τ2）に置換される。
機１に結合する速度検出機５の検出値（ロータ角
周波数ωr）との偏差を比例積分演算（PI）する
速度調節器６の出力として得る。電源角周波数
ωpは角周波数演算回路７によつて得る。この演
算回路７は、設定値i* 1〓，i* 1〓の除算をする割算器
７1と、この除算結果i* 1〓／i* 1〓に係数１／τ2を乗算
する係数器７2とを有してすべり角周波数ωSを算
出し、このすべり角周波数ωSにロータ角周波数
ωrを加算して電源角周波数ωpを得る。この演算
器７1と係数器７2によるすべり角周波数ωSの算出
は、前述の(4)式右辺第２項中に前述の次の条件及
び第２図からλ′2a＝i1〓・Ｍを代入してi* 1〓／（i* 1
〓・
τ2）に置換される。
L〓＝L1L2−M2／L2
τ2＝L2／r2
三角関数発生回路８は電源角周波数ωpから正
弦波SINωpｔ及び余弦波COSωpｔを得て演算回
路３にその演算のための三角関数を与える。三角
波発生回路９は、角周波数ωpを使つて該ωpに同
期した案数倍の三角波を取出し、この三角波をイ
ンバータ２に与えて該インバータ２では三角波と
設定電圧e* a，e* b，e* cとのレベル比較によつて
PWM波形を得る。
弦波SINωpｔ及び余弦波COSωpｔを得て演算回
路３にその演算のための三角関数を与える。三角
波発生回路９は、角周波数ωpを使つて該ωpに同
期した案数倍の三角波を取出し、この三角波をイ
ンバータ２に与えて該インバータ２では三角波と
設定電圧e* a，e* b，e* cとのレベル比較によつて
PWM波形を得る。
第４図は第３図の要部回路図を示す。演算回路
３は、比例微分（PD）演算器３1〜３4を通した
正弦波SINωpｔと余弦波COSωpｔと、設定値i* 1〓，
i* 1〓とを乗算器３5〜３8の入力とし、これら乗算器
３5〜３8において第(9)、(10)式に基づいた乗算を
し、これら乗算結果を加減算して設定値e1d，e1q
を得る。演算器３1〜３4は、例えば第５図ａに示
す演算回路で実現され、演算増幅器OAの帰還抵
抗Rf、入力抵抗Ri、入力容量Ｃで決まる伝達関
数が係数r1，L〓，L1に合わされる。ここで、演算
器３1〜３4には正弦波SINωpｔ、余弦波COSωpｔ
を直接に入力するのではなく、積分器３9，３10
を介在させる。積分器３9，３10は、微分要素を
含む演算器３1〜３4が三角関数波に重畳するノイ
ズ等の高周波成分を増幅するのを抑制するための
一次遅れ要素として機能させるもので、第５図ｂ
に示す回路で実現される。この一次遅れ積分回路
の時定数Ｔ（＝CR）としては、三角関数波SINωp
ｔ、COSωpｔの周期ωpに比して十分に小さく設
定し、電動機の制御周波数領域における一次遅れ
要素の影響を無視できる程度にしながらノイズ等
の高周波成分を除去するよう設定する。この積分
器３9，３10を設けることは、三角関数発生回路
８が正、余弦波をデイジタル回路で作成してその
Ｄ／Ａ変換を施すデイジタル方式の場合に該正、
余弦波がノイズ成分の多い段階状成形となるもそ
のノイズ成分除去に一層効果的になる。
３は、比例微分（PD）演算器３1〜３4を通した
正弦波SINωpｔと余弦波COSωpｔと、設定値i* 1〓，
i* 1〓とを乗算器３5〜３8の入力とし、これら乗算器
３5〜３8において第(9)、(10)式に基づいた乗算を
し、これら乗算結果を加減算して設定値e1d，e1q
を得る。演算器３1〜３4は、例えば第５図ａに示
す演算回路で実現され、演算増幅器OAの帰還抵
抗Rf、入力抵抗Ri、入力容量Ｃで決まる伝達関
数が係数r1，L〓，L1に合わされる。ここで、演算
器３1〜３4には正弦波SINωpｔ、余弦波COSωpｔ
を直接に入力するのではなく、積分器３9，３10
を介在させる。積分器３9，３10は、微分要素を
含む演算器３1〜３4が三角関数波に重畳するノイ
ズ等の高周波成分を増幅するのを抑制するための
一次遅れ要素として機能させるもので、第５図ｂ
に示す回路で実現される。この一次遅れ積分回路
の時定数Ｔ（＝CR）としては、三角関数波SINωp
ｔ、COSωpｔの周期ωpに比して十分に小さく設
定し、電動機の制御周波数領域における一次遅れ
要素の影響を無視できる程度にしながらノイズ等
の高周波成分を除去するよう設定する。この積分
器３9，３10を設けることは、三角関数発生回路
８が正、余弦波をデイジタル回路で作成してその
Ｄ／Ａ変換を施すデイジタル方式の場合に該正、
余弦波がノイズ成分の多い段階状成形となるもそ
のノイズ成分除去に一層効果的になる。
次に、２相３相変換回路４は、前述の(7)式に基
づいた回路構成になる。すなわち、演算回路３で
求めた値e1dはそのまま設定値e* aとするほかに、
利得1/2の反転増幅器４1を通した値にe1qを利得
√３／２の非反転増幅器４2と反転増幅器４3の継
続回路を通した値を加算して設定値e* bとする。ま
た、増幅器４1の出力と増幅器４2の出力を加算し
て設定値e* cとする。
づいた回路構成になる。すなわち、演算回路３で
求めた値e1dはそのまま設定値e* aとするほかに、
利得1/2の反転増幅器４1を通した値にe1qを利得
√３／２の非反転増幅器４2と反転増幅器４3の継
続回路を通した値を加算して設定値e* bとする。ま
た、増幅器４1の出力と増幅器４2の出力を加算し
て設定値e* cとする。
こうして求められる設定値e* a，e* b，e* cはインバ
ータ２内のコンパレータ２1，２2，２3によつて
夫々三角波発生回路９の出力とレベル比較されて
該インバータの主回路スイツチのPWM制御信号
Ba，ａ，Bb，ｂ，Bc，ｃが作成される。
ータ２内のコンパレータ２1，２2，２3によつて
夫々三角波発生回路９の出力とレベル比較されて
該インバータの主回路スイツチのPWM制御信号
Ba，ａ，Bb，ｂ，Bc，ｃが作成される。
以上のとおり、本発明によれば、電圧形インバ
ータを使つて誘導電動機をベクトル制御するにお
いて、電動機の励磁電流設定値i* 1〓と二次電流設
定値i* 1〓からインバータの設定電圧e1〓，e1〓を得る
のに電動機の一次電流i1〓，i1〓による相互干渉分
をキヤンセルする補正をすることにより、電源角
周波数ωpによる干渉分変動も含めて磁束と二次
電流ベクトルを常に直交させる制御を可能とし、
しかも干渉分キヤンセルのための演算回路として
は、相電圧変換のための同期回転座標から固定座
標への変換（第６式）を含めた一括演算とするた
め干渉分キヤンセル演算と座標変換演算とを個別
にする場合に比べて演算回路構成を大幅に簡単化
できる効果がある。
ータを使つて誘導電動機をベクトル制御するにお
いて、電動機の励磁電流設定値i* 1〓と二次電流設
定値i* 1〓からインバータの設定電圧e1〓，e1〓を得る
のに電動機の一次電流i1〓，i1〓による相互干渉分
をキヤンセルする補正をすることにより、電源角
周波数ωpによる干渉分変動も含めて磁束と二次
電流ベクトルを常に直交させる制御を可能とし、
しかも干渉分キヤンセルのための演算回路として
は、相電圧変換のための同期回転座標から固定座
標への変換（第６式）を含めた一括演算とするた
め干渉分キヤンセル演算と座標変換演算とを個別
にする場合に比べて演算回路構成を大幅に簡単化
できる効果がある。
第１図は２相電圧e1〓，e1〓に対する誘導電動機
の等価ブロツク図、第２図は誘導電動機のベクト
ル制御における等価ブロツク図、第３図は本発明
の一実施例を示す制御装置ブロツク図、第４図は
第３図の要部回路図、第５図は第４図における比
例微分演算器の具体的回路図ａと積分器の具体的
回路図ｂである。 １……誘導電動機、２……電圧形インバータ、
３……演算回路、４……２相３相変換器、５……
速度検出器、６……速度調節器、７……角周波数
演算回路、８……三角関数発生回路、９……三角
波発生回路。
の等価ブロツク図、第２図は誘導電動機のベクト
ル制御における等価ブロツク図、第３図は本発明
の一実施例を示す制御装置ブロツク図、第４図は
第３図の要部回路図、第５図は第４図における比
例微分演算器の具体的回路図ａと積分器の具体的
回路図ｂである。 １……誘導電動機、２……電圧形インバータ、
３……演算回路、４……２相３相変換器、５……
速度検出器、６……速度調節器、７……角周波数
演算回路、８……三角関数発生回路、９……三角
波発生回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 誘導電動機を電圧形インバータで駆動し、誘
導電動機の磁束分を設定するα相一次電流設定値
i1〓＊と二次電流分を設定するβ相一次電流設定
値i1〓＊から上記電圧形インバータのａ，ｂ，ｃ
相３相電圧設定値ea＊，eb＊，ec＊を得る誘導電
動機のベクトル制御装置において、上記電圧形イ
ンバータの角周波数設定値ω0を持つ正弦波を一
次抵抗r1に比例しかつ等価漏れインダクタンスL〓
の微分係数を持つて比例微分演算しこの演算結果
に上記設定値i1〓＊を乗算した第１の演算値を求
め、上記設定値ω0を持つ余弦波を一次抵抗r1に比
例しかつ一次インダクタンスL1の微分係数を持
つて比例微分演算しこの演算結果に上記設定値
i1〓＊を乗算した第２の演算値を求め、上記正弦
波を一次抵抗r1に比例しかつ一次インダクタンス
L1の微分係数を持つて比例微分演算しこの演算
結果に上記設定値i1〓を乗算した第３の演算値を
求め、上記余弦波を一次抵抗r1に比例しかつ等価
漏れインダクタンスL〓の微分係数を持つて比例
微分演算しこの演算結果に上記設定値i1〓＊を乗
算した第４の演算値を求め、上記第２の演算値か
ら第１の演算値を減算した値e1dと上記第３の演
算値に第４の演算値を加算した値e1qを求める演
算回路と、上記値e1dとe1qから２相３相変換によ
つて上記設定値ea＊，eb＊，ec＊を求める２相３
相変換器を備えたことを特徴とする誘導電動機の
ベクトル制御装置。 ２ 上記設定値i1〓＊を設定値i1〓＊で割算した値
を等価二次インダクタンスL2と二次抵抗r2の比
r2／L2に設定する係数器を通した値に誘導電動機
のロータ角周波数検出値ωrを加算して上記角周
波数設定値ω0を求める角周波数演算回路を備え
たことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
誘導電動機のベクトル制御装置。 ３ 上記正弦波及び余弦波は夫々上記角周波数設
定値ω0の周期よりも十分に小さい時定数Ｔを持
つ積分器を通して上記演算回路に供することを特
徴とする特許請求の範囲第１項、第２項のうちの
いずれか１つに記載の誘導電動機のベクトル制御
装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58039433A JPS59165981A (ja) | 1983-03-10 | 1983-03-10 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
| US06/585,598 US4509003A (en) | 1983-03-10 | 1984-03-01 | Vector control method and system for an induction motor |
| KR1019840001163A KR920011005B1 (ko) | 1983-03-10 | 1984-03-08 | 유도전동기의 벡터(vector)제어방법과 장치 |
| DE8484102581T DE3480979D1 (de) | 1983-03-10 | 1984-03-09 | Vektorsteuerungsverfahren und -system fuer einen induktionsmotor. |
| EP84102581A EP0121792B1 (en) | 1983-03-10 | 1984-03-09 | Vector control method and system for an induction motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58039433A JPS59165981A (ja) | 1983-03-10 | 1983-03-10 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59165981A JPS59165981A (ja) | 1984-09-19 |
| JPH0526436B2 true JPH0526436B2 (ja) | 1993-04-16 |
Family
ID=12552860
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58039433A Granted JPS59165981A (ja) | 1983-03-10 | 1983-03-10 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59165981A (ja) |
| KR (1) | KR920011005B1 (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57132792A (en) * | 1981-12-25 | 1982-08-17 | Mitsubishi Electric Corp | Control system for induction motor |
-
1983
- 1983-03-10 JP JP58039433A patent/JPS59165981A/ja active Granted
-
1984
- 1984-03-08 KR KR1019840001163A patent/KR920011005B1/ko not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR920011005B1 (ko) | 1992-12-26 |
| KR840008554A (ko) | 1984-12-15 |
| JPS59165981A (ja) | 1984-09-19 |
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