JPH05291859A - ディジタル・ノイズ・リダクション装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【構成】図１で検波回路４、７の入力段にサンプリング
周波数を高くする手段（インターポレート１０、１４）
を、出力段に高くしたサンプリング周波数を元に戻す手
段（デシメーション１３、１７）を設ける構成とする。
これにより、検波回路４、７のみ、信号処理のサンプリ
ング周波数を高くさせ、絶対値回路（ＡＢＳ１１，１
５）で生ずる高調波成分の影響を低減可能とする。 【効果】ディジタルＮＲにおいて、検波回路に絶対値回
路を用いることで生ずる検波出力への折り返し雑音の影
響を従来のディジタルＮＲよりは、低減できる。その結
果、圧縮、伸長におけるリニアリティ特性の良好なディ
ジタルＮＲが実現される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はディジタル信号処理によ
るノイズ・リダクション装置の検波回路に関するもので
ある。

【０００２】

【従来の技術】音声信号を記録媒体に記録し再生する際
に、記録時には音声信号のダイナミックレンジを圧縮
し、再生時には伸長するようなノイズ・リダクション
（以下ＮＲと略す）を用いて、記録媒体や伝送路のダイ
ナミックレンジに制約されない広いダイナミックレンジ
の信号伝送が可能な方法が知られている。

【０００３】このＮＲとして、近年、ディジタル信号処
理技術を活用するもの（以下、ディジタルＮＲ）が、考
案されており、例えば特開昭59-66208号公報などに記載
されたものがある。

【０００４】一般的なディジタル信号処理によるダイナ
ミックレンジの圧縮回路の基本構成を図２に、伸長回路
の基本構成を図３に示す。

【０００５】図２において、１８はディジタル音声信号
が入力される端子、１９は除算回路、２１は除算回路１
９の出力信号の振幅を検出し振幅情報信号を出力する検
波回路、２２は信号の絶対値をとる絶対値回路（以下、
ＡＢＳ），２３はＡＢＳ２２出力信号の振幅情報を平均
値検波により検出するためにＡＢＳ２２出力信号の高周
波成分を抑圧し、低周波成分のみを検出するための低域
通過型濾波器（以下、ＬＰＦ）、２０は圧縮されたディ
ジタル信号が出力される端子である。

【０００６】上記除算回路１９に入力されたディジタル
音声信号は、検波回路２１の出力で除算されることでダ
イナミックレンジが圧縮される。その説明を以下にす
る。

【０００７】いま端子１８より入力されるディジタル信
号の振幅値をＸ，除算回路１９より出力されるディジタ
ル信号処理の振幅値をＹとすると、定常的には、検波回
路２１からは値Ｙが出力されることになるので圧縮回路
の出力端子２０には、Ｙ＝Ｘ／Ｙ従って、

【０００８】

【数１】Ｙ＝√Ｘ なる振幅の信号が出力されることになる。（数１）式の
両辺の対数をとると、

【０００９】

【数２】ｌｏｇＹ＝１／２・ｌｏｇＸ となるので、この圧縮回路は入力信号の振幅を対数で１
／２に圧縮する動作を行なうことがわかる。

【００１０】次に、図３において、２４はディジタル信
号が入力される端子、２５は乗算回路、２７は入力端子
２４から入力されたディジタル信号の振幅を検出し振幅
情報信号を出力する検波回路、２８はＡＢＳ，２９はＬ
ＰＦ、２６は伸長されたディジタル信号が出力される端
子である。

【００１１】上記乗算回路２５に入力されたディジタル
信号は、検波回路２７の出力と乗算されることでダイナ
ミックレンジが伸長される。その説明を以下にする。

【００１２】いま端子２４より入力されるディジタル信
号の振幅値をＸ，乗算回路２５より出力されるディジタ
ル信号処理の振幅値をＹとすると、定常的には、検波回
路２７からは値Ｘが出力されることになるので伸張回路
の出力端子２６には、

【００１３】

【数３】Ｙ＝Ｘ・Ｘ なる振幅の信号が出力されることになる。（数３）式の
両辺の対数をとると、

【００１４】

【数４】ｌｏｇＹ＝２・ｌｏｇＸ となるので、この伸張回路は入力信号の振幅を対数で２
倍に伸張する動作を行なうこととなり、前述の圧縮回路
の出力信号を伸張回路に通すことにより元の信号振幅が
得られることになる。

【００１５】このように圧縮伸張処理をディジタル演算
による構成とすることで、特に、ＩＣとして、集積化し
た場合にアナログ方式のＮＲと比較して、外付け回路を
大幅に削減することができるとともに、素子ばらつきや
経時変化による特性劣化などがなく、常に同一の性能が
得られると言う特徴を有する。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】上記従来例により、こ
れまでアナログ方式で構成していたＮＲがディジタル方
式で実現出来ることとなったところが、従来例において
は、ディジタル信号処理による実現手段を単に述べるの
みで、その特性、及び特性を確保する手段については、
何も述べていない。

【００１７】例えばＮＲの特性の一つにリニアリティ特
性がある。ここで、リニアリティ特性とは以下のものを
いう。

【００１８】ＮＲの信号処理が正常に行なわれると、前
述のように、入力に対する出力比は、対数で圧縮時１／
２、伸張時２倍となる。これを図示したのが図２２であ
り、この特性を一般にリニアリティ特性と呼ぶ。

【００１９】ところが、このリニアリティ特性が確保さ
れず、図２２から、例えば、図２３のようにずれてしま
うこと（以下、この現象をリニアリティの低下という）
がある。

【００２０】この場合、圧縮した信号を伸張しても、元
の信号レベルに戻らなくなるという問題が生じる。

【００２１】よって、本発明の目的は、リニアリティの
低下しない、正常な圧縮（または、伸長）処理を行うデ
ィジタルＮＲを提供することにある。

【００２２】

【課題を解決するための手段】ディジタルＮＲの圧縮
（伸張）処理は、図２、図３で示すように、ＮＲに入力
された音声信号の振幅情報を検波回路にて検出した信号
で、ＮＲに入力された音声信号を除算（乗算）する事で
行なっている。

【００２３】よって、リニアリティの低下は、この除算
（乗算）に使用する検波回路からの出力信号のリニアリ
ティ低下が原因と考えられる。

【００２４】すなわち、検波回路からの出力信号が、検
波回路に入力された信号の振幅情報を正しく検出した信
号でなくなるという現象である。

【００２５】この点を踏まえ、検波回路の信号処理につ
いて、考察を行なう。

【００２６】図２、図３の検波回路２１、２７におい
て、ＬＰＦ２３、２９で信号処理を行なうまえにＡＢＳ
２２、２８によって入力信号の絶対値を求めている。

【００２７】一般に、正弦波ＳＩＮ（Ｘ）の絶対値を求
めると、

【００２８】

【数５】 ｜ＳＩＮ（Ｘ）｜＝4/π[1/2-{cos(2・Ｘ)/(3・5)}-{cos(4・Ｘ)/(5・7)-・・・｝］ となることが知られている。

【００２９】よって、図２の検波回路２１の処理を行っ
た場合、ＡＢＳ２２の出力に、高調波を生じることにな
る。この高調波による問題を図４、図５を用いて説明す
る。

【００３０】図４はＡＢＳ２２へ入力されるディジタル
信号の周波数成分（以下、スペクトル）を、図５はＡＢ
Ｓ２２から出力されるディジタル信号のスペクトルを模
式的に示す図である。

【００３１】図４において、ｆｍは原信号の最高周波数
を、ｆｓはサンプリング周波数を示す。

【００３２】一般に、アナログ信号をディジタル信号に
変換する場合、サンプリング定理に基づき、折り返し雑
音を生じないよう、ＬＰＦにより原信号の帯域をサンプ
リング周波数の１／２以下となるように帯域制限する。
この結果、通常は、図４に示すように、

【００３３】

【数６】ｆｍ ＜ ｆｓ−ｆｍ となり、サンプリング周波数を中心にして生じる側波帯
のうち、低域側と原信号が重なることはなく、折り返し
雑音は生じない。

【００３４】ところが、ディジタル信号の絶対値をとる
ことで高調波が生じ、原信号成分の最高周波数が、サン
プリング周波数の１／２以上となり、折り返し雑音が生
じることとなる。これを図５に示す。

【００３５】図５において、ｆａは、絶対値処理により
高くなった原信号成分の最高周波数で、

【００３６】

【数７】ｆｓ−ｆａ ＜ ｆａ となり、サンプリング周波数を中心にして生じる低域側
の側波帯の一部が、原信号の帯域内（ｆｓ−ｆａ）まで
重なることで、いわゆる折り返し雑音が生じることを示
す。

【００３７】このように、検波回路で信号の振幅情報を
検出するために、絶対値回路を使うと、高調波が発生
し、ディジタルＮＲにおいては、出力される振幅情報信
号に、折り返し雑音が含まれることとなる。従って、こ
の振幅情報信号を用いて、除算器での除算（または、乗
算器での乗算）処理を実施した場合、折り返し雑音のた
めに、正常な圧縮（または、伸長）が、出来なくなる。
現象としては、音声信号帯域で、高域になるほどリニア
リティが低下することとなる。

【００３８】よって、この問題を解決するには、絶対値
処理で、原信号成分の最高周波数が高くなっても、折り
返し雑音が問題とならないよう、ＡＢＳ２２に入力され
るディジタル信号のサンプリング周期毎のデータ間に新
たなデータを内挿補間（以下、インターポレート）し、
等価的にサンプリング周波数を十分高くするとよい。次
に、ＬＰＦ２３からの出力データを間引き（以下、デシ
メーション）、等価的に高くしたサンプリング周波数を
元に戻したのち、検波回路２１から、振幅情報信号とし
て、出力する。

【００３９】

【作用】上記手段の採用により検波回路出力の振幅情報
信号への折り返し雑音の影響が小さくなる。この結果、
正常な除算、乗算処理が可能となり、音声信号帯域で、
高域においてもリニアリティが低下せず、良好な圧縮、
伸長特性を有するディジタルＮＲが提供されることとな
る。

【００４０】

【実施例】以下に、本発明の実施例を説明する。図１
は、本発明によるディジタルＮＲの基本構成を示す図、
図６は、本発明の効果を説明する模式図である。

【００４１】図１において、圧縮回路の入力端子１から
入力されたディジタル信号は、除算回路２に入力され、
検波回路４から出力される値で除算されて出力端子３及
びインターポレート１０に入力される。インターポレー
ト１０によりデータを内挿補間された信号はＡＢＳ１１
に入力される。ＡＢＳ１１により絶対値化された信号は
ＬＰＦ１２に入力される。ＬＰＦ１２で振幅情報を検出
した信号がデシメーション１３に入力される。デシメー
ション１３で間引かれた信号は除算回路２に入力され
る。端子３に出力された圧縮出力信号は伝送路５を経て
伸長回路６の入力端子６に入力される。端子６から入力
された信号は乗算回路８及び検波回路７のインターポレ
ート１４に入力される。検波回路７の構成及び処理は上
述の圧縮回路の検波回路４のそれと同様である。すなわ
ち、インターポレート１４でデータ内挿補間後、ＡＢＳ
１５で絶対値化し、ＬＰＦ１６で振幅情報を検出、デシ
メーション１７で間引かれ、乗算回路８に出力される。

【００４２】上記検波回路４、７において、ＡＢＳ１
１，１５の前段にインターポレート１０、１４を設ける
ことによりＡＢＳ１１，１５での折り返し雑音の影響を
低減することが出来る。この点を図６により説明する。

【００４３】図６で、ｎ・ｆｓはインターポレートによ
り、等価的にｎ倍にされたサンプリング周波数を示し、

【００４４】

【数８】ｆａ ＜ ｎ・ｆｓ−ｆａ となり、サンプリング周波数を中心にして生じる側波帯
の低域側と原信号が重ならなくなり、折り返し雑音の影
響も低減される。

【００４５】なお、図１において、デシメーションによ
り、等価的に高くしたサンプリング周波数も元に戻され
るため、検波回路４、７の後段とも問題なく接続され
る。

【００４６】上記処理により、絶対値回路を用いて信号
の振幅情報を検出するディジタルＮＲにおいて、本発明
によれば、従来と比較して、検波回路出力信号への折り
返し雑音の影響が低減でき、良好な圧縮、伸長特性を有
するディジタルＮＲが実現されることとなる。

【００４７】次に、インターポレート、デシメーション
の構成について説明する。

【００４８】図１２にインターポレート１０の構成例
を、図１３にデシメーション１３の構成例を、図１４
は、本発明に基づく検波回路の別の実施例を示すもので
ある。また、図１５、図１６、図１７は、インターポレ
ートの信号処理を説明する時間領域での波形説明図、１
８図、図１９は、デシメーションの信号処理を説明する
時間領域での波形説明図である。

【００４９】図１２において、入力端子４２へ、図１５
に示すディジタル信号のデータ列が入力されると、零補
間器４０は、サンプリング周期毎のデータ間に新たなデ
ータとして、零データを補間し、図１６のようにする。
（ここで、図１６は、サンプリング周波数を２倍とする
場合の零補間を示している。）次のインターポレートＬ
ＰＦ４１は、本来あるサンプリング周期毎のデータか
ら、零補間部分のデータを推定し、連続的にレベル変化
をするデータ列を出力させる。以上の処理の結果、イン
ターポレート１０の出力信号は、例えば、図１７に示す
ように、サンプリング周波数が入力に対して２倍の周波
数であるようなデータ列となる。

【００５０】上記図１２では、インターポレートのため
に、内挿補間するデータを零としているが、他の方法と
して、本来あるサンプリング周期毎のデータを直線でむ
すび、得られるレベルのデータで補間する方法など、特
に限定しない。

【００５１】次に図１３において、入力端子４６に入力
されたディジタル信号は、デシメーション後、折り返し
雑音が生じないようにデシメーションＬＰＦ４４にて帯
域制限される。次の間引き器４５はサンプリング周波数
を希望の周波数に下げる為に、入力されたデータ列か
ら、ある一定の周期毎にデータを間引く処理をする。以
上の処理の結果、デシメーション１３に図１８のような
データ列が入力された場合、出力信号は、例えば、図１
９に示すように、サンプリング周波数が入力に対して１
／２の周波数であるようなデータ列となる。

【００５２】図１４において、インターポレート及びデ
シメーションの処理は、既に上記で説明したのと同様で
ある。異なるのは、デシメーション処理部に図１３で示
したデシメーションＬＰＦ４４を含まない構成としてい
ることである。図１４のＬＰＦ１２は、信号の振幅情報
を検出するため、その遮断周波数は、ＮＲ全体で処理し
ている信号の帯域に比較すると、通常、かなり低い周波
数としている。よって、図１４では、ＬＰＦ１２にデシ
メーションＬＰＦ４４の処理を兼用させ、折り返し雑音
が生じないように帯域制限している。

【００５３】さらに、図１４の場合の間引き器４５の構
成及び、動作を図２０、図２１を用いて説明する。図２
０は、ＬＰＦ１２と間引き器４５の接続及び、デ−タの
授受を行う入出力ラッチも含めて明示する図、図２１
は、図２０の入出力ラッチの駆動クロック及び、授受さ
れるデ−タを模式的に示すタイムチャ−トである。但
し、以下では、説明を簡単とするために、サンプリング
周波数を１／２にする場合について述べる。

【００５４】図２０において、ＡＢＳ１１の出力信号
が、入力端子５０へ入力されると、演算回路５２で、そ
の振幅情報を検出するための処理を行った後、出力ラッ
チ５３へ送られる。この時、出力ラッチ５３及び、演算
回路５２は、入力端子５４から入力される駆動クロック
２ＣＫに基づき動作する。次に、出力ラッチ５３の出力
信号は、間引き器４５のラッチ５６に送られる。ラッチ
５６は、入力端子５５から入力される駆動クロックＣＫ
に基づき動作し、ラッチした信号を間引き器４５の出力
信号として、端子５１へ出力する。

【００５５】ここで、駆動信号２ＣＫ及び、ＣＫが図２
１に示される関係である場合、出力ラッチ５３からの出
力信号x(n-1),x(n),x(n+1),x(n+2)．．．．が、ラッチ
５６では、１個とびにラッチし、端子５１へは、x(n),x
(n+2)．．．．と出力され、１／２にデシメーションさ
れることになる。但し、図２１で、重要なのは、駆動ク
ロック２ＣＫの周波数が、ＣＫの２倍であることであ
り、両者の位相関係は、図２１に示すものに限定しな
い。さらに、サンプリング周波数を１／ｎとしたい場合
は、ＬＰＦ１２の出力ラッチ駆動クロック（図２０で、
２ＣＫに相当）に対して、間引き器４５のラッチ駆動ク
ロック（図２０で、ＣＫに相当）の周波数を１／ｎにす
るとよい。

【００５６】このように、図２０、図２１によれば、デ
シメーションを簡単な回路にて構成することが出来る。
なお、ＬＰＦ１２で演算回路５２を駆動クロック２ＣＫ
で、出力ラッチ５３を駆動クロックＣＫで動作させても
デシメーション処理することが出来、この場合は、ラッ
チ５６が不要となる。

【００５７】以上、検波回路でデシメーション処理を行
なう場合、振幅検出用のＬＰＦとデシメーション用のＬ
ＰＦが兼用できるという長所があり、小型化が可能とな
る。また、上記図１４の実施例は、伸張回路の検波回路
にも適用可能である。

【００５８】上記構成では、検波回路についてのみ、サ
ンプリング周波数を十分に高くし、絶対値処理によって
生ずる、折り返し雑音の影響を低減している。もちろ
ん、ディジタルＮＲ全体の信号処理のサンプリング周波
数を十分に高くすることでも折り返し雑音の影響を低減
できる。しかし、その場合、回路規模が増大するという
問題が生じる。

【００５９】それに対し、上記構成とすると、ディジタ
ル信号処理回路を実現する場合に回路規模の増大を少な
くすることができる長所がある。よって、次に説明す
る。

【００６０】一般に、ディジタル信号処理によるＬＰＦ
（以下、ディジタルＬＰＦ）では、サンプリング周波数
を高くすると、信号処理で用いる係数の桁数が増加し、
それにともない、信号処理回路の規模が増大する。

【００６１】ここで、サンプリング周波数を高くした場
合に、信号処理で用いる係数の桁数が増加することにつ
いて、図２４、図２５を用いて以下に述べる。

【００６２】図２４はアナログ信号処理による、ＬＰＦ
の基本的構成図、図２５はディジタルＬＰＦを巡回型フ
ィルタで構成したものの一例である。

【００６３】図２４のアナログフィルタの伝達関数は、
ａをＬＰＦの時定数とし、複素変数ｓ（＝ｊω；ｊ：純
虚数，ω：角周波数）を用いラプラス変換から、

【００６４】

【数９】Ｈ（ｓ）＝１／（１＋ａ・ｓ） であり、これを双一次変換すると、ディジタルフィルタ
で構成した場合の伝達関数及び、係数は、

【００６５】

【数１０】 Ｈ（ｚ）＝（１＋１／ｚ）／（１−ｂ・１／ｚ）・ｃ

【００６６】

【数１１】ｂ＝（２・ａ−τ）／（２・ａ＋τ）

【００６７】

【数１２】ｃ＝τ／（２・ａ＋τ） 但し、

【００６８】

【数１３】 τ＝１／（サンプリング周波数）＝（サンプリング周期） ｚ＝ｅｘｐ（ｓ・τ） となる。また構成は、図２５に示すものとなる。

【００６９】ここで、サンプリング周波数を高くする
と、式（数１３）によりτも小さくなり、式（数１２）
から、係数ｃも小さくなる。一般にディジタル（２進
数）で小数の係数を表す場合、係数が小さくなると、表
現するのに必要な桁数は多くなる。

【００７０】その結果、ディジタル演算を行なう乗算
器、除算器、加算器、減算器などの構成要素単体の回路
規模が大きくなるだけでなく、データ伝達用の信号線の
本数も増し、信号処理回路全体の規模が大きくなること
となる。

【００７１】特に、乗算器、除算器は、桁数が増えた場
合に、回路規模の増大する割合が、加算器、減算器に比
較すると大きいため、乗算器、除算器に処理させる桁数
は、極力少なくする必要がある。

【００７２】一方、消費電力の面では、回路規模の増大
は、直接、消費電力の増加となる。

【００７３】さらに、サンプリング周波数を高くする
と、一般に信号処理回路の消費電力が増大することが知
られており、消費電力削減には、本発明のように高いサ
ンプリング周波数で処理される回路部を極力少なくする
ことが、有効である。

【００７４】以上、本発明のように、検波回路部のみサ
ンプリング周波数を高くするものであれば、回路規模の
増大は比較的小さくすることが可能となる。同時に、回
路規模増大、及び、サンプリング周波数を高くしたこと
による消費電力の増大も防止することができる。

【００７５】つぎに、８ミリビデオのＰＣＭ音声に本発
明を適用した場合の一実施例を説明する。図７は８ミリ
ビデオのＰＣＭ音声系で、圧縮回路について説明する図
である。

【００７６】図７において、エンファシスａ３０、エン
ファシスｂ３１、ウェイティング３２はそれぞれ高域強
調特性を有するフィルタ回路である。エンファシスｂ３
１とウェイティング３２は同一の周波数特性を有してお
り、ウェイティング３２が帰還路に入っているため、定
常振幅時の応答ではエンファシスｂ３１とウェイティン
グ３２の特性は相殺されてエンファシスａ３０の周波数
特性のみが出力に現れる。端子１から中域、或は低域に
のみ信号成分を有し、その振幅が変動している信号が入
力された場合、中低域信号の変動に応じた量子化雑音の
高域成分の高域成分の変動が耳につきやすくなる（これ
をノイズモジュレーション、或はブリージング現象とい
う）。信号の振幅変化が早い場合、検波回路４のＬＰＦ
の時定数により、ウェイティング３２の特性は除算回路
２に伝達されなくなるので、圧縮回路の出力にはエンフ
ァシスａ３０とエンファシスｂ３１の両方の特性が現
れ、ノイズモジュレーションが発生する箇所ではより高
域周波数が強調されることになる。この信号を逆特性の
ディエンファシス回路を備えた伸長回路を通すことで、
高域での量子化雑音のレベルを相対的に抑圧することが
できる。

【００７７】上記実施例における圧縮回路と逆特性を有
する伸長回路のー実施例を図８に示す。ディエンファシ
スａ３６及びディエンファシスｂ３５はそれぞれエンフ
ァシスａ３０及びエンファシスｂ３１と逆特性の高域減
衰特性のフィルタで構成されている。本伸長回路によ
り、端子６から入力された信号は、端子９にダイナミッ
クレンジ及び周波数特性がもとに戻されて出力されるこ
とになる。

【００７８】上記実施例においては、検波回路４、７の
ＡＢＳ１１、１５での折り返し雑音による影響を低減す
るためにサンプリング周波数を等価的に２倍とする２倍
インターポレート３４、３８を設けた。また後段との接
続のために等価的に上げたサンプリング周波数を元に戻
す１／２デシメーション３３、３９を設けている。

【００７９】この場合のスペクトルの説明を図９、図１
０、図１１に示す。図９はＡＢＳ１１、１５へ入力され
るディジタル信号のスペクトルを、図１０はＡＢＳ１
１、１５から出力されるディジタル信号のスペクトル
を、図１１は２倍インターポレート３４、３８による折
り返し雑音の低減を模式的に示す図である。

【００８０】図１０において、ｆｐは、絶対値処理によ
り高くなった原信号成分の最高周波数、図１１で、２・
ｆｓはインターポレートにより、等価的に２倍にされた
サンプリング周波数を示す。なお、図９、図１０、図１
１での折り返し雑音の影響低減についての説明は、前
記、図１本発明の基本構成説明時にのべたものと同様で
あるため省略する。

【００８１】上記図７、図８の実施例におけるエンファ
シスａ３０、ディエンファシスａ３６、ウェイティング
３２、３７もディジタルフィルタで構成されており、そ
の信号処理などの係数も前述のようにサンプリング周波
数を高くすると、桁数が増えるため、本発明を適用する
と、回路規模増大の防止、消費電力削減に絶大なる効果
がある。

【００８２】なお、本発明は、上記実施例だけでなく、
８ミリビデオのＦＭ音声等、信号の圧縮、伸張を行なう
ディジタル信号処理系で有効である。

【００８３】

【発明の効果】ディジタルＮＲで信号の振幅情報を検出
する回路に絶対値回路を用いた場合、発生する高調波成
分が、ディジタル信号処理であるために、従来は、折り
返し雑音となり、圧縮、伸長時、リニアリティ特性の劣
化を引き起こしていた。然るに、本発明によれば、従来
のディジタルＮＲと比較して、検波回路出力信号への折
り返し雑音の影響が低減できるため、圧縮、伸長におけ
るリニアリティ特性の良好なディジタルＮＲが実現され
ることとなった。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例のブロック図である。

【図２】従来のディジタル信号処理による圧縮器のブロ
ック図である。

【図３】従来のディジタル信号処理による伸張器のブロ
ック図である。

【図４】ＡＢＳ２２へ入力されるディジタル信号の周波
数成分を示す模式図である。

【図５】ＡＢＳ２２から出力されるディジタル信号の周
波数成分を示す模式図である。

【図６】折返し雑音を低減した本発明の効果を説明する
模式図である。

【図７】８ミリビデオＰＣＭ音声系の圧縮回路に本発明
を適用した場合の一実施例を説明する図である。

【図８】８ミリビデオＰＣＭ音声系の伸張回路に本発明
を適用した場合の一実施例を説明する図である。

【図９】ＡＢＳ１１、１５へ入力されるディジタル信号
のスペクトルを示す模式図である。

【図１０】ＡＢＳ１１、１５から出力されるディジタル
信号のスペクトルを示す模式図である。

【図１１】２倍インターポレート３４、３８による折り
返し雑音の低減を示す模式図である。

【図１２】インターポレート１０の構成例を示すブロッ
ク図である。

【図１３】デシメーション１３の構成例を示すブロック
図である。

【図１４】本発明に基づく検波回路の別の実施例を示す
ブロック図である。

【図１５】インターポレートの信号処理を説明する時間
領域での波形説明図である。

【図１６】同じく時間領域での波形説明図である。

【図１７】同じく時間領域での波形説明図である。

【図１８】デシメーションの信号処理を説明する時間領
域での波形説明図である。

【図１９】同じく時間領域での波形説明図である。

【図２０】デシメーションを行なう、その他の実施例を
示すブロック図である。

【図２１】間引き器４５の入出力ラッチの駆動クロック
及び、授受されるデ−タを模式的に示すタイムチャ−ト
である。

【図２２】リニアリティが良好である圧縮、伸張特性を
説明する特性図である。

【図２３】リニアリティが良好でない圧縮、伸張特性を
説明する特性図である。

【図２４】アナログ信号処理による、ＬＰＦの基本的構
成図である。

【図２５】ディジタルＬＰＦを巡回型フィルタで構成し
た場合のブロック図である。

【符号の説明】

２…除算回路、 ４、７…検波回路、 ８…乗算回路、 １０、１４…インターポレート、 １１、１５…ＡＢＳ、 １２、１６…ＬＰＦ、 １３、１７…デシメーション、 ３０…エンファシスａ、 ３１…エンファシスｂ、 ３２、３７…ウェイティング、 ３６…ディエンファシスａ、 ３５…ディエンファシスｂ、 ３４、３８…２倍インターポレート、 ３３、３９…１／２デシメーション、 ４０…零補間器、 ４１…インターポレーションＬＰＦ、 ４４…デシメーションＬＰＦ、 ４５…間引き器。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】パルス符号化された音声信号を入力とし、
   入力信号のダイナミックレンジを制御信号に応じて圧縮
   または伸張する演算回路と、演算回路の入力信号ないし
   は出力信号のレベルを検出する手段として、該演算回路
   の入力信号ないしは出力信号の絶対値をとる絶対値回路
   と、絶対値回路の出力信号を第一の低域通過型濾波器で
   処理することで上記制御信号を出力する検出回路とを有
   するディジタル信号処理方式のノイズリダクション装置
   において、上記検波回路の絶対値回路の前段にパルス符
   号化された音声信号のサンプリング周波数を任意の値に
   高くすることのできる手段と、第一の低域通過型濾波器
   の後段に前記手段により高くしたサンプリング周波数を
   元に戻す手段を設けたことを特徴とするディジタル・ノ
   イズ・リダクション装置。
2. 【請求項２】請求項１において、検波回路の第一の低域
   通過型濾波器の後段に設けられ、高くされたサンプリン
   グ周波数を元に戻す処理を行なう際に必要となるを第２
   の低域通過型濾波器を第一の低域通過型濾波器と兼用化
   することを特徴とするディジタル・ノイズ・リダクショ
   ン装置。
3. 【請求項３】請求項１において、検波回路の第一の低域
   通過型濾波器の後段に設けられ、高くされたサンプリン
   グ周波数を元に戻す処理として、該検波回路の出力段に
   高くされたサンプリング周波数で書き込み、変換を希望
   する元のサンプリング周波数で読み出すことができる記
   憶装置を設けたことを特徴とするディジタル・ノイズ・
   リダクション装置。