JPS6316472A - 再生装置 - Google Patents
再生装置Info
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- JPS6316472A JPS6316472A JP16051486A JP16051486A JPS6316472A JP S6316472 A JPS6316472 A JP S6316472A JP 16051486 A JP16051486 A JP 16051486A JP 16051486 A JP16051486 A JP 16051486A JP S6316472 A JPS6316472 A JP S6316472A
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- Japan
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- data
- digital filter
- frequency
- output
- input
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- Analogue/Digital Conversion (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、例えばディジタルオーディオテープレコー
ダ等に用いて好適な再生装置に関する。
ダ等に用いて好適な再生装置に関する。
この発明は、記録媒体よりの再生データを誤り訂正して
オーバサンプリングを行うディジタルフィルタに供給し
、このディジタルフィルタの出力をＤ／ＡＩ換してロー
パスフィルタを通して取り出す再生装置において、１つ
おきのデータワードに誤りが所定値以上多（なったとき
に上記ディジタルフィルタのカットオフ周波数をＩｓ／
４（ｆｓ−はサンプリング周波数）に切り換えることに
よりｆｓ／４〜ｆ ｓ ／ ２の間に生じる折り返し成
分を除去し、音質を向上するようにしたものである。
オーバサンプリングを行うディジタルフィルタに供給し
、このディジタルフィルタの出力をＤ／ＡＩ換してロー
パスフィルタを通して取り出す再生装置において、１つ
おきのデータワードに誤りが所定値以上多（なったとき
に上記ディジタルフィルタのカットオフ周波数をＩｓ／
４（ｆｓ−はサンプリング周波数）に切り換えることに
よりｆｓ／４〜ｆ ｓ ／ ２の間に生じる折り返し成
分を除去し、音質を向上するようにしたものである。
従来の再生装置として例えば第６図に示すようなものが
提案されている。ｆｌ）は記録媒体（図示せず）よりの
再生データが供給される入力端子であって、この入力端
子（１）からの再生データは誤り訂正回路（２）で誤り
訂正される。そして、この誤り訂正回路（２）で訂正不
可能な誤りデータが平均値補間回路（３）で平均値補間
され、例えばｆｓ／２のカットオフ周波数を有するディ
ジタルフィルタ（４）でオーバサンプリングされる。
提案されている。ｆｌ）は記録媒体（図示せず）よりの
再生データが供給される入力端子であって、この入力端
子（１）からの再生データは誤り訂正回路（２）で誤り
訂正される。そして、この誤り訂正回路（２）で訂正不
可能な誤りデータが平均値補間回路（３）で平均値補間
され、例えばｆｓ／２のカットオフ周波数を有するディ
ジタルフィルタ（４）でオーバサンプリングされる。
ディジタルフィルタ（４）の出力はＤ／Ａ変換器（５）
に供給されてディジタル信号よりアナログ信号に変換さ
れ、ローパスフィルタ（６）で高調波成分が除去されて
出力端子（７）に取り出される。
に供給されてディジタル信号よりアナログ信号に変換さ
れ、ローパスフィルタ（６）で高調波成分が除去されて
出力端子（７）に取り出される。
第７図はディジタルフィルタ（４１、０／ Ａ変換器（
５）及びローパスフィルタ（６）における各部の周波数
スペクトラムを示すグラフであって、ディジタルフィル
タ（４）には第７図Ａに示すようなサンプリングレート
ｆｓのデータが与えられる。第７図Ａのｓ（、は伝送さ
れたアナログ情報と同じ周波数帯域のスペクトラムであ
り、３１．５２ ・・・は標本化により追加されたス
ペクトラム分布であって、ｆｓ、２ｒｓ、３ｆｓ ・・
・で折返したような分布となっている。ディジタルフィ
ルタも同様な折返し形の特性を有し−２従って、ディジ
タルフィルタでもって原信号のスペクトラムＳｏのみを
残して他のスペクトラムＳ１、Ｓ２ ・・・を抑圧す
ることは原理的に不可能であって、ＳＱのみを抽出する
には、一般には急峻な減衰特性のアナログのローパスフ
ィルタがＤ／Ａ変換の後に必要であった。
５）及びローパスフィルタ（６）における各部の周波数
スペクトラムを示すグラフであって、ディジタルフィル
タ（４）には第７図Ａに示すようなサンプリングレート
ｆｓのデータが与えられる。第７図Ａのｓ（、は伝送さ
れたアナログ情報と同じ周波数帯域のスペクトラムであ
り、３１．５２ ・・・は標本化により追加されたス
ペクトラム分布であって、ｆｓ、２ｒｓ、３ｆｓ ・・
・で折返したような分布となっている。ディジタルフィ
ルタも同様な折返し形の特性を有し−２従って、ディジ
タルフィルタでもって原信号のスペクトラムＳｏのみを
残して他のスペクトラムＳ１、Ｓ２ ・・・を抑圧す
ることは原理的に不可能であって、ＳＱのみを抽出する
には、一般には急峻な減衰特性のアナログのローパスフ
ィルタがＤ／Ａ変換の後に必要であった。
そこでディジタルフィルタ（４）においては、まずデー
タのサンプリングレートをｙｒＳにシフトするオーバー
サンプリング処理が行われる。ｙを例えば２とした場合
、これは１サンプルデータおきにデータＯを間挿する作
業であって、これによりサンプリングレートは第７図Ｂ
のように２ｒｓにシフトされる。なおデータＯは無効な
（定義されていない）データであって、このオーバーサ
ンプリングによって伝送信号のスペクトラム分布が変化
することはなく、第７図Ａと同じスペクトラム分布ＳＱ
、５１、・・・が保存されている。
タのサンプリングレートをｙｒＳにシフトするオーバー
サンプリング処理が行われる。ｙを例えば２とした場合
、これは１サンプルデータおきにデータＯを間挿する作
業であって、これによりサンプリングレートは第７図Ｂ
のように２ｒｓにシフトされる。なおデータＯは無効な
（定義されていない）データであって、このオーバーサ
ンプリングによって伝送信号のスペクトラム分布が変化
することはなく、第７図Ａと同じスペクトラム分布ＳＱ
、５１、・・・が保存されている。
次にディジタルフィルタ（４）においては、第７図Ｂの
斜線部分を抑圧するフィルタリング処理が行われる。そ
のハードウェアは例えば第８図に示すようなＦＩＲ型の
ディジタルフィルタであってよ（、入力データのサンプ
リング周期に等しい遅延量を有する遅延器（８−１）（
８−２）（Ｅ１３）・・・ （８−Ｎ）と、各遅延出力
に係数に１、ｋ２、ｋ３ ・・−ｋｎを７４）ける乗
算器（９−１）（９−２）（９−３） ・・・ （９
−’Ｎ）と、各乗算出力を加算する加算器（１０）とで
もって構成することができる。遅延器（８−１）（８−
２） ・・・ （８−Ｎ）はシフトレジスタ、ＲＡＭ
等で構成され、その動作クロックはｆｓのｙ倍（この例
では２ｆｓ）である。
斜線部分を抑圧するフィルタリング処理が行われる。そ
のハードウェアは例えば第８図に示すようなＦＩＲ型の
ディジタルフィルタであってよ（、入力データのサンプ
リング周期に等しい遅延量を有する遅延器（８−１）（
８−２）（Ｅ１３）・・・ （８−Ｎ）と、各遅延出力
に係数に１、ｋ２、ｋ３ ・・−ｋｎを７４）ける乗
算器（９−１）（９−２）（９−３） ・・・ （９
−’Ｎ）と、各乗算出力を加算する加算器（１０）とで
もって構成することができる。遅延器（８−１）（８−
２） ・・・ （８−Ｎ）はシフトレジスタ、ＲＡＭ
等で構成され、その動作クロックはｆｓのｙ倍（この例
では２ｆｓ）である。
このディジタルフィルタ（４）によって第７図Ｂの斜線
部の領域が抑圧され、第７図Ｃの実線で示すスペクトラ
ム分布の信号が抽出される。フィルタの減衰特性はｒｓ
に対して対称形に現われ、元信号のスペクトラムｓ（、
に対応する折り返し成分が２ｆｓの下側波帯に残ること
になる。フィルタ出力はＤ／Ａ変換器（５）に供給され
、クロックｙｆｓ（２ｆｓ）に基づいて２ｆｓのレート
でＤ／Ａ変換が行われる。Ｄ／Ａ変換器（５）の出力は
第７図りの特性のローパスフィルタ（６）に供給されて
、第７図Ｅに示す必要なスペクトラ広帯域ｓ、が抽出さ
れると共に、高調波成分が抑圧される。
部の領域が抑圧され、第７図Ｃの実線で示すスペクトラ
ム分布の信号が抽出される。フィルタの減衰特性はｒｓ
に対して対称形に現われ、元信号のスペクトラムｓ（、
に対応する折り返し成分が２ｆｓの下側波帯に残ること
になる。フィルタ出力はＤ／Ａ変換器（５）に供給され
、クロックｙｆｓ（２ｆｓ）に基づいて２ｆｓのレート
でＤ／Ａ変換が行われる。Ｄ／Ａ変換器（５）の出力は
第７図りの特性のローパスフィルタ（６）に供給されて
、第７図Ｅに示す必要なスペクトラ広帯域ｓ、が抽出さ
れると共に、高調波成分が抑圧される。
ローパスフィルタ（６）は第７図りに示すように、元信
号の帯域の上限ｆ ｓ ／ ２以上にロールオフ周波数
を有し、元信号の折返し成分が残っている２ｆｓ−□以
上の帯域で十分な減衰量が得られるような減衰傾斜の緩
いものでよい。従って非富に簡単な構成のアナログフィ
ルタでもって必要な特性を得ることができる。
号の帯域の上限ｆ ｓ ／ ２以上にロールオフ周波数
を有し、元信号の折返し成分が残っている２ｆｓ−□以
上の帯域で十分な減衰量が得られるような減衰傾斜の緩
いものでよい。従って非富に簡単な構成のアナログフィ
ルタでもって必要な特性を得ることができる。
ところで、例えば回転ヘッドを用いたディジタルオーデ
ィオテープレコーダ等のような再生装置では、一方の回
転ヘッドの走査によるＡトラックと他方の回転ヘッドの
走査によるＢトランクには偶データと奇データが交互に
インクリーブされており、２つのトラックで１つのデー
タ情報を形成している。従って、ヘッドのクロッグとか
バーストエラー或いは変速再生時には半分のデータしか
再生に使用できない場合がある。このような場合、平均
値補間回路（３）で平均値補間を行って、見掛は上欠落
したデータを生成している。
ィオテープレコーダ等のような再生装置では、一方の回
転ヘッドの走査によるＡトラックと他方の回転ヘッドの
走査によるＢトランクには偶データと奇データが交互に
インクリーブされており、２つのトラックで１つのデー
タ情報を形成している。従って、ヘッドのクロッグとか
バーストエラー或いは変速再生時には半分のデータしか
再生に使用できない場合がある。このような場合、平均
値補間回路（３）で平均値補間を行って、見掛は上欠落
したデータを生成している。
ところが、例えば変速再生時、ディジタルフィルタ（４
）に供給されるデータの周波数スペクトルが第２図Ａに
示すようになっていると、アナログ・フィルタ出力では
データ補間によりｒ ｓ ／ ４〜ｆ ｓ ／ ２の間
に第２図Ｃに斜線で示すように折り返し成分が現われ、
音質が劣化する不都合がある。
）に供給されるデータの周波数スペクトルが第２図Ａに
示すようになっていると、アナログ・フィルタ出力では
データ補間によりｒ ｓ ／ ４〜ｆ ｓ ／ ２の間
に第２図Ｃに斜線で示すように折り返し成分が現われ、
音質が劣化する不都合がある。
この発明は斯る点に鑑みてなされたもので、折り返し成
分を除去して音質を向上できる再生装置を提供するもの
である。
分を除去して音質を向上できる再生装置を提供するもの
である。
この発明による再生装置は、記録媒体よりの再生データ
を誤り訂正してオーバサンプリングを行うディジタルフ
ィルタに供給し、このディジタルフィルタの出力をＤ／
Ａ変換してローパスフィルタを通して取り出す再生装置
において、１つおきのデータワードに誤りが所定値以上
多くなったときに上記ディジタルフィルタのカットオフ
周波数をｆｓ／４（ｆｓはサンプリング周波数）にする
ように構成している。
を誤り訂正してオーバサンプリングを行うディジタルフ
ィルタに供給し、このディジタルフィルタの出力をＤ／
Ａ変換してローパスフィルタを通して取り出す再生装置
において、１つおきのデータワードに誤りが所定値以上
多くなったときに上記ディジタルフィルタのカットオフ
周波数をｆｓ／４（ｆｓはサンプリング周波数）にする
ように構成している。
１つおきのデータワードに誤りが所定値以上多くなった
とき、つまりノーマル再生時はＡトラック、Ｂ）ラック
のうち一方のトラックのデータがヘッドのクロッグやバ
ーストエラー等により欠落してその量が所定値以上にな
ったとき、また変速再生はＡトラック、Ｂ）ラックのう
ち一方のトラックのみ再生し、他方のトラックは再生さ
れないので、このような変速再生になったときは令名カ
ットオフ周波数がｆ ｓ ／ ２のディジタルフィルタ
を使用していた状態よりカットオフ周波数がｆｓ／４の
ディジタルフィルタを使用する状態に切換える。これに
よりｆ ｓ ／ ４〜ｆ ｓ ／ ２の間に発生する折
り返し成分が除去され、音質が向上する。
とき、つまりノーマル再生時はＡトラック、Ｂ）ラック
のうち一方のトラックのデータがヘッドのクロッグやバ
ーストエラー等により欠落してその量が所定値以上にな
ったとき、また変速再生はＡトラック、Ｂ）ラックのう
ち一方のトラックのみ再生し、他方のトラックは再生さ
れないので、このような変速再生になったときは令名カ
ットオフ周波数がｆ ｓ ／ ２のディジタルフィルタ
を使用していた状態よりカットオフ周波数がｆｓ／４の
ディジタルフィルタを使用する状態に切換える。これに
よりｆ ｓ ／ ４〜ｆ ｓ ／ ２の間に発生する折
り返し成分が除去され、音質が向上する。
以下、この発明の一実施例を第１図〜第５図に基づいて
詳しく説明する。
詳しく説明する。
第１図は本実施例の回路構成を示すもので、同図におい
て、第６図と対応する部分には同一符号を付し、その詳
細説明は省略する。
て、第６図と対応する部分には同一符号を付し、その詳
細説明は省略する。
本実施例ではカットオフ周波数をｆ ｓ ／ ４とする
ディジタルフィルタ（１１）を、カットオフ周波数をｆ
ｓ／２とするディジタルフィルタ（４）と並列に設ける
。なお、これ等のディジタルフィルタ（１１）及び（４
）は夫々カットオフ周波数がｆ ｓ ／ ４及び「ｓ／
２となるように、その乗算器（図示せず）の係数を予め
設定されている。 （１２）はディジタルフィルタ（
４）と（１１）を切換えるスイッチであって、ノーマル
再生時は各トラックの誤りデータが所定値以上なければ
接点ａ側に接続され、所定値以上のときは接点す側に切
換えられる。また変速再生時は接点す側に接続されたま
まである。
ディジタルフィルタ（１１）を、カットオフ周波数をｆ
ｓ／２とするディジタルフィルタ（４）と並列に設ける
。なお、これ等のディジタルフィルタ（１１）及び（４
）は夫々カットオフ周波数がｆ ｓ ／ ４及び「ｓ／
２となるように、その乗算器（図示せず）の係数を予め
設定されている。 （１２）はディジタルフィルタ（
４）と（１１）を切換えるスイッチであって、ノーマル
再生時は各トラックの誤りデータが所定値以上なければ
接点ａ側に接続され、所定値以上のときは接点す側に切
換えられる。また変速再生時は接点す側に接続されたま
まである。
スイッチ（１３）は平均値補間回路（３）からのデータ
が何も補間されてない真のデータのとき接点ａ側に接続
され、補間されたデータのとき接点す側に切換えられ、
その補間データの代りに“０”のデータをディジタルフ
ィルタ（１１）に与える。
が何も補間されてない真のデータのとき接点ａ側に接続
され、補間されたデータのとき接点す側に切換えられ、
その補間データの代りに“０”のデータをディジタルフ
ィルタ（１１）に与える。
スイッチ（１２）及び（１３）を切換えるために判定回
路（１４）が設けられる０判定回路（１４）には誤り訂
正回路（２）の出力の一部が供給されると共にノーマル
再生モードと変速再生モードを切換えるためのモード切
換え信号が供給される。判定回路（１４）は第３図に示
すようなフローチャートに従って動作する。ステップ（
イ）で動作開始し、ステップ（ロ）でモード切換信号が
変速再生モード信号が否かを判断し、そうであればステ
ップ（ハ）に進み、スイッチ（１２）を接点す側に切換
えると共にスイッチ（１３）を平均値補間回路（３）か
らのデータが何も補間しない真のデータであれば接点ａ
側に接続してそのまま真のデータをディジタルフィルタ
（１１）に与え、補間したデータであればスイッチ（１
３）を接点す側に切換えて補間したデータに代えて“Ｏ
″′のデータをディジタルフィルタ（１１）に与える。
路（１４）が設けられる０判定回路（１４）には誤り訂
正回路（２）の出力の一部が供給されると共にノーマル
再生モードと変速再生モードを切換えるためのモード切
換え信号が供給される。判定回路（１４）は第３図に示
すようなフローチャートに従って動作する。ステップ（
イ）で動作開始し、ステップ（ロ）でモード切換信号が
変速再生モード信号が否かを判断し、そうであればステ
ップ（ハ）に進み、スイッチ（１２）を接点す側に切換
えると共にスイッチ（１３）を平均値補間回路（３）か
らのデータが何も補間しない真のデータであれば接点ａ
側に接続してそのまま真のデータをディジタルフィルタ
（１１）に与え、補間したデータであればスイッチ（１
３）を接点す側に切換えて補間したデータに代えて“Ｏ
″′のデータをディジタルフィルタ（１１）に与える。
なお、判定回路（１４）は平均値補間回路（３）からの
データが補間されたデータであるか否かは、補間が必要
なときは誤り訂正回路（２）の出力にフラッグが立つの
で、これを検出することにより判断できる。
データが補間されたデータであるか否かは、補間が必要
なときは誤り訂正回路（２）の出力にフラッグが立つの
で、これを検出することにより判断できる。
また、ステップ（ロ）において変速再生モード信号でな
ければノーマル再生モード信号と石像し、ステップ（ニ
）で各トラックから再生されてくるデータのエラー数を
カウントする。そしてステップ（爪）でカウントしたエ
ラー数が所定値ＴＩ、以上であればステップ（へ）に進
み、ステップ（ハ）と同様スイッチ（１２）を接点す側
に切換えると共にスイッチ（１３）を平均値補間回路（
３）からのデータの内容に応じて切換える。ステップ（
ニ）でカウントしたエラー数が所定値Ｔｈ以上でなけれ
ばスイッチ（１２）を接点ａ側に接続し、平均値補間回
路（３）からのデータをディジタルフィルタ（４）に供
給する。
ければノーマル再生モード信号と石像し、ステップ（ニ
）で各トラックから再生されてくるデータのエラー数を
カウントする。そしてステップ（爪）でカウントしたエ
ラー数が所定値ＴＩ、以上であればステップ（へ）に進
み、ステップ（ハ）と同様スイッチ（１２）を接点す側
に切換えると共にスイッチ（１３）を平均値補間回路（
３）からのデータの内容に応じて切換える。ステップ（
ニ）でカウントしたエラー数が所定値Ｔｈ以上でなけれ
ばスイッチ（１２）を接点ａ側に接続し、平均値補間回
路（３）からのデータをディジタルフィルタ（４）に供
給する。
第４図はスイッチ（１２）が接点ａ側に切換ったときの
ディジタルフィルタ（４）の入出力状態を示すもで、デ
ィジタルフィルタ（４）のＲＯＭ （実質的に乗算器等
）には通常Ｔ／４間隔でサンプリングしたインパルス応
答が係数として入力されており、ノーマル再生時にはこ
れ等の係数が１個おきに読み出される。従って第４図で
は例えば係数ａ４〜ａ６のうち１つおきにａ４．ａ−鴫
＋ ａ−２＋ ａＱ １ａ ２ ＋ ａ ４ ＋
ａ ｓのみの係数が読み出され入力データと乗算さ
れる。すなわち時間ｔ＝Ｑのときにディジタルフィルタ
（４）の最初の遅延器（図示せず）にデータ上工が入力
されると、後続の遅延器には各データ０．Ｌ２，０．Ｌ
３．Ｏ，Ｌ４が人力され、これ等の各データと対応する
係数を乗算することにより結果としてＬｌ ・ａ−ｓ＋
Ｌ２ ・ａ−２＋Ｌ３ ・ａ２＋Ｌ４ ・ａ６が出力Ｌ
ｏ１として加算器（図示せず）の出力側に取り出される
。時間ｔ＝一のときにディジタルフィルタ（４）の最初
の遅延器にデータ０が入力されると、後続の遅延器には
各データ Ｌｌ、０．Ｌ２，０．Ｌｌ、０が入力され、
これ等の各データと対応する係数を乗算することにより
結果としてＬｌ ・ａ−＜＋Ｌ２ ・ａＱ＋Ｌ３ ・ａ
４が出力ＬＯ２として加算器の出力側に取り出される。
ディジタルフィルタ（４）の入出力状態を示すもで、デ
ィジタルフィルタ（４）のＲＯＭ （実質的に乗算器等
）には通常Ｔ／４間隔でサンプリングしたインパルス応
答が係数として入力されており、ノーマル再生時にはこ
れ等の係数が１個おきに読み出される。従って第４図で
は例えば係数ａ４〜ａ６のうち１つおきにａ４．ａ−鴫
＋ ａ−２＋ ａＱ １ａ ２ ＋ ａ ４ ＋
ａ ｓのみの係数が読み出され入力データと乗算さ
れる。すなわち時間ｔ＝Ｑのときにディジタルフィルタ
（４）の最初の遅延器（図示せず）にデータ上工が入力
されると、後続の遅延器には各データ０．Ｌ２，０．Ｌ
３．Ｏ，Ｌ４が人力され、これ等の各データと対応する
係数を乗算することにより結果としてＬｌ ・ａ−ｓ＋
Ｌ２ ・ａ−２＋Ｌ３ ・ａ２＋Ｌ４ ・ａ６が出力Ｌ
ｏ１として加算器（図示せず）の出力側に取り出される
。時間ｔ＝一のときにディジタルフィルタ（４）の最初
の遅延器にデータ０が入力されると、後続の遅延器には
各データ Ｌｌ、０．Ｌ２，０．Ｌｌ、０が入力され、
これ等の各データと対応する係数を乗算することにより
結果としてＬｌ ・ａ−＜＋Ｌ２ ・ａＱ＋Ｌ３ ・ａ
４が出力ＬＯ２として加算器の出力側に取り出される。
時間ｔ＝Ｔのときにディジタルフィルタ（４）の最初の
遅延器にデータＬｏが入力されると、後続の遅延器には
各データ、Ｏ，Ｌ１＋ ｏ。
遅延器にデータＬｏが入力されると、後続の遅延器には
各データ、Ｏ，Ｌ１＋ ｏ。
Ｌ２．０．Ｌｌが入力され、これ等の各データと対応す
る係数を乗算することにより結果としてり。
る係数を乗算することにより結果としてり。
’ａ−ｅ＋Ｌｘ °ａ −２＋ Ｌ ２ ８ａ ２
＋ Ｌ ３ °ａ６が出力ＬＯ３として加算器の出力
側に取り出される。
＋ Ｌ ３ °ａ６が出力ＬＯ３として加算器の出力
側に取り出される。
なお、各遅延器の遅延時間はＴ／２である。
従って、この場合入力側がｆＳのサンプリング周波数で
あるのに対して出力側は２ｆｓのサンプリング周波数で
あり、２倍のオーバサンプリングがなされたことになる
。
あるのに対して出力側は２ｆｓのサンプリング周波数で
あり、２倍のオーバサンプリングがなされたことになる
。
また、第５図はスイッチ（１２）が接点す側に切換った
ときの変速再生時におけるディジタルフィルタ（１１）
の入出力状態を示している。この場合もディジタルフィ
ルタ（１１）のＲＯＭには通常Ｔ／４間隔でサンプリン
グしたインパルス応答が係数として入力されており、連
続的に順番に読み出される。従って、第５図では例えば
ａ−４〜ａ、の係数が順番に読み出され入力データと乗
算される。
ときの変速再生時におけるディジタルフィルタ（１１）
の入出力状態を示している。この場合もディジタルフィ
ルタ（１１）のＲＯＭには通常Ｔ／４間隔でサンプリン
グしたインパルス応答が係数として入力されており、連
続的に順番に読み出される。従って、第５図では例えば
ａ−４〜ａ、の係数が順番に読み出され入力データと乗
算される。
すなわち時間ｔ＝Ｑのときにディジタルフィルタ（１１
）の最初の遅延器（図示せず）にデータＬ１が入力され
ると、後続の遅延器には各データ０゜０ （Ｌ２は補間
データであったので“０”が設定された）、Ｏ，Ｌｌ、
Ｏ，Ｏ（Ｌ４は補間データであったので“Ｏ”が設定さ
れた）、０．Ｌｓが入力され、これ等の各データと対応
する係数を乗算することにより結果としてＬｌ ・ａ
−４＋ Ｌ ３ ・ａｏ＋Ｌｓ ・ａ４が出力Ｌｏ
ｔとして加算器（図示せず）の出力側に取り出される。
）の最初の遅延器（図示せず）にデータＬ１が入力され
ると、後続の遅延器には各データ０゜０ （Ｌ２は補間
データであったので“０”が設定された）、Ｏ，Ｌｌ、
Ｏ，Ｏ（Ｌ４は補間データであったので“Ｏ”が設定さ
れた）、０．Ｌｓが入力され、これ等の各データと対応
する係数を乗算することにより結果としてＬｌ ・ａ
−４＋ Ｌ ３ ・ａｏ＋Ｌｓ ・ａ４が出力Ｌｏ
ｔとして加算器（図示せず）の出力側に取り出される。
時間ｔ＝−のときにディジタルフィルタ（１１）の最初
の遅延器にデータ０が入力されると、後続の遅延器には
各データＬ１．０．０ （Ｌ２は補間データであったの
で“θ′が設定された）、０．Ｌｌ、０．Ｏ（Ｌ４は補
間データであったので“０”が設定された）。
の遅延器にデータ０が入力されると、後続の遅延器には
各データＬ１．０．０ （Ｌ２は補間データであったの
で“θ′が設定された）、０．Ｌｌ、０．Ｏ（Ｌ４は補
間データであったので“０”が設定された）。
０が入力され、これ等の各データと対応する係数を乗算
することにより結果としてＬ□ ・ａ−３→Ｌ３・ａ工
が出力ＬＯ２として加算器の出力側に取り出される。時
間ｔ＝Ｔのときにディジタルフィルタ（１１）の最初の
遅延器にデータＯ（Ｌｏは補間データであったので“０
”が設定された）が入力されると、後続の遅延器には各
データ０．Ｌ１．０゜０ （Ｌ２は補間データであった
ので“０”が設定された）、Ｏ，Ｌｌ、Ｏ，Ｏ（Ｌ４は
補間データであったので“０”が設定された）が入力さ
れ、これ等の各データと対応する係数を乗算することに
より結果としてり、・ａ −２＋ Ｌ ３ ・ａ２が
出力ＬＯ３として加算器の出力側に取り出される。時間
ｔ＝−Ｔ、２Ｔに付いても同様に行われ、加算器の出力
側には出力ＬＯ４１ＬＯ５が取り出される。なお、この
場合も各遅延器の遅延時間はＴ／２である。
することにより結果としてＬ□ ・ａ−３→Ｌ３・ａ工
が出力ＬＯ２として加算器の出力側に取り出される。時
間ｔ＝Ｔのときにディジタルフィルタ（１１）の最初の
遅延器にデータＯ（Ｌｏは補間データであったので“０
”が設定された）が入力されると、後続の遅延器には各
データ０．Ｌ１．０゜０ （Ｌ２は補間データであった
ので“０”が設定された）、Ｏ，Ｌｌ、Ｏ，Ｏ（Ｌ４は
補間データであったので“０”が設定された）が入力さ
れ、これ等の各データと対応する係数を乗算することに
より結果としてり、・ａ −２＋ Ｌ ３ ・ａ２が
出力ＬＯ３として加算器の出力側に取り出される。時間
ｔ＝−Ｔ、２Ｔに付いても同様に行われ、加算器の出力
側には出力ＬＯ４１ＬＯ５が取り出される。なお、この
場合も各遅延器の遅延時間はＴ／２である。
従って、この場合入力側がｆ ｓ ／ ２のサンプリン
グ周波数であるのに対して出力側は２ｒＳのサンプリン
グ周波数であり、４倍のオーバサンプリングがなされた
ことになる。
グ周波数であるのに対して出力側は２ｒＳのサンプリン
グ周波数であり、４倍のオーバサンプリングがなされた
ことになる。
そして、このときディジタルフィルタ（１１）は第２図
Ｂに示すような特性を有しており、２ｆｓを中心とした
高調波成分はローパスフィルタ（６）で抑圧され、出力
端子（７）には第２図Ｃに斜線で示すｆ ｓ ／ ４〜
ｆ ｓ ／ ２間の折り返し成分を含まないｆ ｓ ／
４以下の成分のみをもったデータが出力され、音質が
向上する。
Ｂに示すような特性を有しており、２ｆｓを中心とした
高調波成分はローパスフィルタ（６）で抑圧され、出力
端子（７）には第２図Ｃに斜線で示すｆ ｓ ／ ４〜
ｆ ｓ ／ ２間の折り返し成分を含まないｆ ｓ ／
４以下の成分のみをもったデータが出力され、音質が
向上する。
なお、上述の実質例ではディジタルフィルタとしてカッ
トオフ周波数がｆ ｓ ／ ２とｆＳ／４の２つのもの
を夫々専用に設けた場合であるが、両者は単にＲＯＭの
係数を１個おきに読み出すか連続的に順番に読み出すか
の違いであるので、読み出すタイミングを考慮すること
により単一のディジタルフィルタを用いることも可能で
ある。
トオフ周波数がｆ ｓ ／ ２とｆＳ／４の２つのもの
を夫々専用に設けた場合であるが、両者は単にＲＯＭの
係数を１個おきに読み出すか連続的に順番に読み出すか
の違いであるので、読み出すタイミングを考慮すること
により単一のディジタルフィルタを用いることも可能で
ある。
上述の如くこの発明によれば、１つおきのデータワード
に誤りが所定値以上多くなったときにディジタルフィル
タのカットオフ周波数をｆ ｓ ／ ４に切換えるよう
にしたので、ｆｓ／４〜ｆ ｓ ／ ２間に生じる折り
直し成分を除去でき、もって音質を向上できる。
に誤りが所定値以上多くなったときにディジタルフィル
タのカットオフ周波数をｆ ｓ ／ ４に切換えるよう
にしたので、ｆｓ／４〜ｆ ｓ ／ ２間に生じる折り
直し成分を除去でき、もって音質を向上できる。
第１図はこの発明の一実施例を示す構成図、第２図〜第
５図はこの発明の動作説明に供するための線図、第６図
は従来装置の一例を示す構成図、第７図はその動作説明
図、第８図は慣用のＦＩＲ型ディジタルフィルタの構成
図である。 （２）は誤り訂正回路、（３）は平均値補間回路、（４
）。 （１１）はディジタルフィルタ、（５）はＤ／Ａ変換器
、（６）はローパスフィルタ、（１２） 、 （１３
）はスイッチ、（１４）は判定回路である。
５図はこの発明の動作説明に供するための線図、第６図
は従来装置の一例を示す構成図、第７図はその動作説明
図、第８図は慣用のＦＩＲ型ディジタルフィルタの構成
図である。 （２）は誤り訂正回路、（３）は平均値補間回路、（４
）。 （１１）はディジタルフィルタ、（５）はＤ／Ａ変換器
、（６）はローパスフィルタ、（１２） 、 （１３
）はスイッチ、（１４）は判定回路である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 記録媒体よりの再生データを誤り訂正してオーバサンプ
リングを行うディジタルフィルタに供給し、該ディジタ
ルフィルタの出力をＤ／Ａ変換してローパスフィルタを
通して取り出す再生装置において、 １つおきのデータワードに誤りが所定値以上多くなった
ときに上記ディジタルフィルタのカットオフ周波数をｆ
＿ｓ／４（ｆ＿ｓはサンプリング周波数）にしたことを
特徴とする再生装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16051486A JPS6316472A (ja) | 1986-07-08 | 1986-07-08 | 再生装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16051486A JPS6316472A (ja) | 1986-07-08 | 1986-07-08 | 再生装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6316472A true JPS6316472A (ja) | 1988-01-23 |
Family
ID=15716597
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16051486A Pending JPS6316472A (ja) | 1986-07-08 | 1986-07-08 | 再生装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6316472A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01154372A (ja) * | 1987-12-09 | 1989-06-16 | Alpine Electron Inc | オーディオデータ処理装置 |
| JPH0262122A (ja) * | 1988-08-29 | 1990-03-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 映像ディジタルデータ多重方法 |
| JPH04263528A (ja) * | 1991-02-18 | 1992-09-18 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 音声ミューティング方式 |
-
1986
- 1986-07-08 JP JP16051486A patent/JPS6316472A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01154372A (ja) * | 1987-12-09 | 1989-06-16 | Alpine Electron Inc | オーディオデータ処理装置 |
| JPH0262122A (ja) * | 1988-08-29 | 1990-03-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 映像ディジタルデータ多重方法 |
| JPH04263528A (ja) * | 1991-02-18 | 1992-09-18 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 音声ミューティング方式 |
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