JPH05291945A

JPH05291945A - 同期信号の位相差測定回路

Info

Publication number: JPH05291945A
Application number: JP4094512A
Authority: JP
Inventors: Yoshibumi Hara; 義文原; Keiichi Yoshizumi; 恵一吉住
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1992-04-14
Filing date: 1992-04-14
Publication date: 1993-11-05

Abstract

(57)【要約】（修正有）【目的】高精度にかつ経年変化の少ない安定した測定
ができ、かつ基準信号と測定信号の中に含まれる直流成
分が大きい場合においても高精度に測定する。【構成】交流成分増幅回路１１、１１ａ、１１ｂを、
入力信号を負の入力端子には平滑回路８ｂ、８ｃ、８ｄ
を経由して接続し、正の入力端子には直接接続した構成
とし、測定信号及び基準信号から直流成分を取り除くた
めの回路位相誤差が無視できるようにし、移相回路１４
に入力される基準信号及び出力信号を第１、第２の整形
回路３、３ａでデューティ比５０％のパルス信号にした
後、これら相互の位相差（φ＝移相回路の移相角度）を
時間計数方式により複数周期分の平均値として算出する
位相測定回路１６を使用して高精度に位相差測定する。
さらに、同期整流回路２のｓｉｎ成分出力が零になるよ
うに移相回路１４の移相角度φを調整する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、特定の周波数で繰り返
す交流の測定信号の基準信号との位相差を高精度にかつ
経年変化が少なく安定して測定できる同期信号の位相差
測定回路に関し、特に基準信号も外部から供給され、加
えて基準信号と測定信号の中に含まれる直流成分が大き
い場合においても高精度の測定ができる位相差測定回路
に関し、具体的には数十ＫＨｚないし数百ＫＨｚに強度
変調された光信号の発信光と受信光をピンフォトダイオ
ードで電圧変換し、相互の位相差を測定する場合等に利
用できるものである。

【０００２】

【従来の技術】特定の周期で繰り返す信号の基準信号と
の位相差を高精度に測定する方法としては、同期整流方
式が公知であり、応用例として既に特公昭６１−１１５
４５号公報、実公平３−１３７１０号公報等で明らかに
されている。これらの方法はスイッチを使った方式で、
スイッチのオン−オフを行うためのタイミングは同期信
号から作られている。同期信号の波形がパルスでないと
きは、アナログ式の比較器でパルス波形に変換して作っ
ている。

【０００３】図３は、測定しようとする基準信号Ｖ_REF
と測定信号Ｖ_Xの関係を表す。これらの信号の位相差を
θとし、それぞれの直流成分をＢ_R、Ｂ_X、振幅を
Ａ_R、Ａ_X、周期Ｔ、周波数ｆ、角速度ωとすると、Ｖ_REF＝Ｂ_R＋Ａ_Rｓｉｎωｔ・・・Ｖ_X ＝Ｂ_X＋Ａ_Xｓｉｎ（ωｔ＋θ）・・・ ω ＝２πｆ＝２π／Ｔ・・・図４は従来の同期整流方式を応用した基準信号と測定信
号の位相差測定回路図である。Ｒ１〜Ｒ１１は抵抗器、
Ｃ１〜Ｃ７はコンデンサである。Ｃ１とＲ１及びＣ２と
Ｒ２は直流成分除去回路を構成する。１、１ａは演算増
幅器（以下ＯＰアンプと称す）で、Ｒ３とＲ４及びＯＰ
アンプ１で測定信号の利得がＧ倍（Ｇ＝１＋Ｒ４／Ｒ
３）の増幅器を構成している。

【０００４】２点鎖線で囲んだ回路２は、２チャンネル
の同期整流回路を示し、この回路は１回路２接点の高速
のアナログスイッチ７、７ａとＲ５、Ｒ６とＯＰアンプ
１ａで構成された利得１の反転増幅器とにより構成され
ている。

【０００５】３は比較器で基準信号Ｖ_REFの交流分の零
クロス点でオン・オフするデューティ比５０％の方形波
信号Ｓ₀を作る。４はフェイズ・ロック・ループ回路
（以下ＰＬＬ回路と称す）用の集積回路（７４ＨＣ４０
４６等）で、９０°位相比較器５と電圧制御発振器６と
外付けのＲ７、Ｃ３で構成される低域フィルタでＰＬＬ
回路を構成してＳ₀信号より９０度位相遅れの方形波信
号Ｓ₉₀を作る。

【０００６】同期整流回路２のアナログスイッチ７、７
ａはＳ₀信号とＳ₉₀信号を使ってオン・オフされるた
め、測定信号の中の基準信号に対して０度、及び９０度
遅れの同期成分、即ちｓｉｎ成分、ｃｏｓ成分が直流電
圧として抽出される。

【０００７】８、８ａは、Ｒ８、Ｃ４、Ｒ９とＣ５、及
びＲ１０、Ｃ６、Ｒ１１とＣ７にてそれぞれ構成された
平滑回路であり、その時定数は測定信号と比べ数十倍以
上の時定数とし、同期整流回路２の信号を脈流のない直
流電圧Ｖ_XS、Ｖ_XCにする。直流電圧をＶ_XS、Ｖ_XCとし、
基準信号と測定信号との位相差をθとすると、次の関係
が成立する。

【０００８】 θ＝ｔａｎ^-1（Ｖ_XS／−Ｖ_XC）・・・従って出力電圧Ｖ_XS、Ｖ_XCをアナログ・デジタル変換器
９、９ａを使用してデジタル値に変換してマイロクコン
ピュータ１０に入力して位相差を計算して表示（図示せ
ず）することができる。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
構成において基準信号と測定信号との間に、次式で表さ
れるようにオフセット分の位相差Θがあり、さらに変化
分Δθが０．１度以下のような微小変化を高精度に測定
しようとする場合、以下のような課題がある。

【００１０】 θ＝Θ＋Δθ ・・・信号中の直流成分を遮断するためのコンデンサと抵抗Ｃ
１、Ｒ１及びＣ２、Ｒ２で構成された回路の位相特性
は、測定信号Ｖ_Xに対し２０倍の時定数を設計値として
選んだ場合でも、約２．９度もの位相進みが発生する。
従って、Ｃ１、Ｒ１及びＣ２、Ｒ２との関係はそれらの
時定数が等しくなるように調整し、加えて周囲環境の変
化に安定な素子を選定する必要があるので高価になる。
また、この回路はハイ・パス・フィルタであるから、基
準信号や測定信号に歪みがあるときはその高調波成分が
強調されるため、同期整流によって除去できない奇数次
高調波による誤差が大きくなる欠点がある。

【００１１】また、θは式で計算されるが、θの
Ｖ_XS、Ｖ_XCに対する変化がリニアでないため、例えばΔ
θの０．１度の変化に対して、θ＝０度で、Ｖ_xc＝１
０．０００、Ｖ_xs＝０．０００が得られるとすると、θ
＝Δθ＝０．１度とすると、Ｖ_XC＝１０．０００、Ｖ_XS＝０．００１７ θ＝Θ＝４５度では、Ｖ_XC＝７．０７２、Ｖ_XS＝７．０７２ Δθ＝０．１度の変化、即ちθ＝Θ＋Δθ＝４５．１度
とすると、Ｖ_XC＝７．０５９、Ｖ_XS＝７．０８３である。

【００１２】よって、上記の式から明らかなように０．
０１度の精度で位相変化を測定しようとすると、１０万
分の１の精度のアナログ・デジタル変換器が必要である
ため高価になる。また、ＰＬＬ回路４で作り出す９０度
遅れ信号と基準信号の０度信号との位相差精度が９０度
と少しでも違うとき、例えば０．１度違うとθ＝０度で
はほとんど誤差にならないが、θ＝Θ＝４５度付近では
大きな誤差として出てくるという問題がある。

【００１３】本発明は上記従来の問題点に鑑み、高精度
にかつ経年変化の少ない安定した測定ができ、かつ基準
信号と測定信号の中に含まれる直流成分が大きい場合に
おいても高精度の測定ができる同期信号の位相差測定回
路を提供することを目的とする。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明の第１の発明は、
測定信号を入力信号とし、負の入力端子には平滑回路を
経由して接続され、正の入力端子には直接接続された差
動増幅器により構成された第１の交流成分増幅回路と、
第１の交流成分増幅回路の出力から基準信号と同期する
ｓｉｎ成分とｃｏｓ成分を抽出するための２チャンネル
の同期整流回路と、同期整流回路のｓｉｎ成分出力に接
続された第１の平滑回路と、ｃｏｓ成分出力に接続され
た第２の平滑回路（出力電圧Ｖ_XC）と、第１の平滑回路
に接続された増幅器（利得Ｎ倍、出力電圧Ｖ_NXS）と、
基準信号の位相を任意に変化させることができる移相回
路と、移相回路の出力に接続された第１の交流成分増幅
回路と同構成の第２の交流成分増幅回路と、第２の交流
成分増幅回路の出力信号をデューティ比５０％のパルス
信号にする第１の整形回路と、第１の整形回路の信号と
９０度位相差の違うデューティ比５０％の同期パルス信
号を発生する同期パルス発生回路と、移相回路の入力に
接続された第１の交流成分増幅回路と同構成の第３の交
流成分増幅回路と、第３の交流成分増幅回路の出力信号
をデューティ比５０％のパルス信号にする第２の整形回
路と、第１の整形回路と第２の整形回路との位相差φを
時間計数方式により複数周期分の平均値として算出する
位相測定回路とで構成され、第１の整形回路及び同期パ
ルス発生回路の出力は、同期整流回路のタイミング信号
として接続され、位相差θを、θ＝φ＋ｔａｎ^-1（Ｖ
_NXS／Ｎ・Ｖ_XC）で計算する手段を備えたことを特徴と
する。

【００１５】本発明の第２の発明は、第１の発明に、中
心周波数が基準信号周波数にセットされた帯域フィルタ
と、基準信号を移相回路に直接接続するか帯域フィルタ
を経由して接続するかの選択のための切替えスイッチと
を加え、まず切替えスイッチを帯域フィルタを経由させ
るように選択して移相回路の移相特性（移相角度Ψ）の
測定を行い、通常の測定時には基準信号を移相回路に直
接接続するように切替えスイッチを戻し、位相差θを、
θ＝Ψ＋ｔａｎ^-1（Ｖ_NXS／Ｎ・Ｖ_XC）として計算する
手段を備えたことを特徴とする。

【００１６】

【作用】本発明の第１の発明によれば、第１、第２、第
３の交流成分増幅回路を、負の入力端子には平滑回路を
経由して入力信号を接続し、正の入力端子には直接接続
する構成としたことによって測定信号及び基準信号から
直流成分を取り除くための回路位相誤差が無視できる。
基準信号の位相を任意に変化させることができる移相回
路と、移相回路の出力に接続された第２の交流成分増幅
回路と、第２の交流成分増幅回路の出力信号をデューテ
ィ比５０％のパルス信号にする第１の整形回路と、移相
回路の入力に接続された第３の交流成分増幅回路と、第
３の交流成分増幅回路の出力信号をデューティ比５０％
のパルス信号にする第２の整形回路と、第１の整形回路
と第２の整形回路との位相差（φ＝移相回路の移相角
度）を時間計数方式により複数周期分の平均値として算
出する位相測定回路とによって高精度に移相回路特性を
測定できる。同期整流回路のｓｉｎ成分出力が零になる
ように移相回路の移相角度φを調整すること及び同期整
流回路のｓｉｎ成分出力に接続された第１の平滑回路に
接続された増幅器でｓｉｎ成分を増幅することによっ
て、同期整流回路の２つの同期パルス信号の位相差の９
０度にわずかに誤差があっても測定精度への影響がな
く、また高精度・高分解能のアナログ・デジタル変換器
を使用しなくても微小な位相角の高感度な検出が可能と
なる。

【００１７】本発明の第２の発明によれば、中心周波数
が基準信号周波数にセットされた帯域フィルタと切替え
スイッチを設け、一時的に基準信号を帯域フィルタを経
由させて移相回路の移相特性（移相角度Ψ）の測定を行
えるようにしたので、基準信号にノイズや波形歪みが含
まれている場合でもこれらが除去された綺麗な正弦波と
なるので誤差のない測定が可能となる。

【００１８】

【実施例】以下、本発明の一実施例の同期信号の位相差
検出測定回路について図１、図２を参照して説明する。

【００１９】図１は本実施例の回路図であり、抵抗、コ
ンデンサ、アナログスイッチ、ＯＰアンプ、比較器、２
チャンネル同期整流回路、位相比較器、電圧制御発振器
等、図４の従来例と同じ参照符号を付したものは同じ機
能、定数を有している。

【００２０】本実施例は位相変化の範囲は小さいが、測
定信号の振幅電圧と位相が刻々と変化し、その基準信号
に対する位相の変化を０．０１度という高精度で測定し
たいときに好適な回路を提供する。

【００２１】１ｂはＯＰアンプであり、抵抗Ｒ１２、Ｒ
１３、Ｒ１４とコンデンサＣ８とで基準信号の位相をφ
度シフトするための移相回路１４を構成している。可変
抵抗Ｒ１４によって位相を−９０度±４５度の範囲で変
化させることができる。１２と１２ａは切替えスイッチ
で、通常の測定時は１２をオフ、１２ａをオンにする。
また、移相回路１４の特性を測定するときは１２をオ
ン、１２ａをオフにする。

【００２２】抵抗Ｒ１５、Ｒ１６とコンデンサＣ９、Ｃ
１０は平滑回路８ｂを構成し、その時定数は出力段の平
滑回路８の抵抗Ｒ８、Ｒ９とコンデンサＣ４、Ｃ５と同
程度である。従来例にくらべ、抵抗とコンデンサで構成
される平滑回路８ｂのロー・パス・フィルタの段数は２
段であるから交流成分はほとんどない。

【００２３】１１、１１ａは差動増幅器で、それぞれの
利得をＧ倍、Ｈ倍とする。差動増幅器１１の正入力端子
には、そのままの測定信号Ｖ_Xが入力され、一方平滑回
路８ｂによって測定信号Ｖ_Xの中の直流成分が負入力端
子に入力されるため、測定信号Ｖ_Xの中の交流成分のみ
が差動増幅器１１でＧ倍に増幅されて出力される。この
ような回路構成にすることによって、従来回路のような
位相がずれてしまう誤差は無視できる。フィルタの段数
を３段にすればもっと良くなる。

【００２４】同様に、差動増幅器１１ａと、抵抗Ｒ１
７、Ｒ１８及びコンデンサＣ１１、Ｃ１２で構成される
平滑回路８ｃとによって、基準信号Ｖ_REFの中の交流成
分のみを増幅する。３は従来例と同じ比較器で、移相回
路１４によって基準信号Ｖ_REFよりφ度遅れた交流成分
の零クロス点でオン−オフするデューティ比５０％のパ
ルス信号Ｓ_S0を作り出す。

【００２５】従来例と同様に、９０度位相比較器５と電
圧制御発振器６、抵抗７、コンデンサＣ３でＰＬＬ回路
４を構成している。信号Ｓ_S0はＰＬＬ回路４に入力さ
れ、信号Ｓ_S0と９０度位相遅れのパルス信号Ｓ_S90をつ
くる。２チャンネルの同期整流回路２の出力側には、Ｓ
_S0信号とＳ_S90信号によって測定信号のｓｉｎ成分とＣ
ＯＳ成分が同期整流の原理で直流信号電圧に変換され
る。また、抵抗Ｒ８、Ｒ９とコンデンサＣ４、Ｃ５、及
び抵抗Ｒ１０、Ｒ１１とコンデンサＣ６、Ｃ７は平滑回
路８、８ａを構成しており、測定信号の同期成分を脈流
の無い直流電圧ｓｉｎ成分Ｖ_XSとｃｏｓ成分Ｖ_XCにす
る。

【００２６】ＯＰアンプ１ｃ、抵抗Ｒ２１、Ｒ２２とに
よって１００倍の増幅器を構成しており、ｓｉｎ成分は
１００倍の電圧Ｖ_NXSとなる。１３は電圧計である。

【００２７】１５は基準信号周波数を中心周波数とする
帯域フィルタである。また、差動増幅器１１ｂ、抵抗Ｒ
１９、Ｒ２０及びコンデンサＣ１３、Ｃ１４で構成され
る平滑回路８ｄによって、基準信号Ｖ_REFの中の交流成
分のみを増幅する。３ａは比較器で、基準信号Ｖ_REFの
交流成分の零クロス点でオン−オフするデューティ比５
０％のパルス信号Ｓ_Rを作り出す。

【００２８】２点鎖線で囲んだ１６は、移相回路１４の
位相分φ度を正確に測定するためのデジタル位相測定回
路である。そのタイミング図を図２に示す。１７は基準
信号に比べ十分高い周波数の水晶発信回路である。１８
は集積回路等で構成されるプリセットカウンタ回路で、
１００がプリセットされており、信号Ｓ_Rを計数し、１
００回目で計数完了信号Ｇ_Aがオンする。１９、１９ａ
はインバータ回路、２０、２０ａ、２０ｂ、２０ｃは２
入力のＡＮＤ回路である。２１、２１ａは集積回路等で
構成されるカウンタ回路である。２２はＮＡＮＤ回路で
ある。信号Ｓ_Rがオンの時は、リセット信号が有効にな
らないようにしている。

【００２９】位相を高精度に測定するための手順を次に
述べる。まず、スイッチ１２ａをオン、スイッチ１２が
オフした状態で、測定信号Ｖ_Xのｓｉｎ成分電圧Ｖ_NXS
が零になるように移相回路１４の可変抵抗Ｒ１４を調整
する。そのために、電圧計１３を付けておくと便利であ
る。この状態になった時は、測定信号の基準信号と同期
する交流成分と信号Ｓ_S90との位相が一致しており、信
号Ｓ_S0とは丁度−９０度ずれた状態となる。既に説明し
たように、測定信号のｓｉｎ成分電圧Ｖ_NXSは従来零に
比べ１００倍に増幅されているので、零点の検出精度は
高い。

【００３０】次に、図２を参照しながら、移相回路１４
の移相特性を測定する。まず、マイクロコンピュータ１
０からのリセット信号ＲＳでパルス信号Ｓ_Rがオフの時
にカウンタ回路１８、２１、２１ａをリセットする。基
準信号Ｖ_REFは比較器３によって移相回路１４を経由し
たパルス信号Ｓ_S0となり、比較器３ａによって移相回路
１４を経由しないパルス信号Ｓ_Rに変換される。これら
の間の位相差は角度φである。ＡＮＤ回路２０によっ
て、角度φに相当する間オンするパルス信号Ｓ_Xがつく
られるので、カウンタ回路２１はパルス信号Ｓ_Xがオン
の間の水晶発振器１７のクロックＣ_K1を計数する。カウ
ンタ回路２１ａは信号Ｓ_Rのオンの間つまり基準信号の
周期の半分の間のクロックＣ_K2を計数する。上記のよう
にプリセットカウンタ１８によって、パルス信号Ｓ_Rを
１００回計数すると、ＡＮＤ回路２０ｂによって水晶発
振器１７のクロックの入力は停止される。因って、この
時点でのカウンタ回路２１、２１ａの計数データＣ_X、
Ｃ_Tとすると、移相回路１４の位相遅れ角度φは φ＝１８０・（Ｃ_X／Ｃ_T）・・・で計算することができる。

【００３１】このように、カウンタ回路２１、２１ａ
に、１００周期分のデータを積算されるようにしたた
め、１００回分の平均値のデータが得られるから、ノイ
ズに強い位相測定ができる。

【００３２】一方、同期整流回路２の出力については、
従来例と同様にアナログ・デジタル変換器９、９ａを使
って、測定成信号の基準信号と同期するｓｉｎ成分、ｃ
ｏｓ成分である直流電圧Ｖ_NXS及びＶ_XCをデジタル値に
変換し、マイクロコンピュータ１０で位相の変動分Δθ
を計算する。ｓｉｎ成分である直流電圧Ｖ_NXSについて
は、ＯＰアンプ１ｃを使った増幅器によって１００倍に
増幅されているので、Δθは次式で計算する。

【００３３】 Δθ＝ｔａｎ^-1（Ｖ_NXS／−１００・Ｖ_XC）・・・よって、基準信号と測定信号の位相差θは θ＝Δθ＋φ ・・・として正確に算出できる。上記ｓｉｎ成分の直流電圧Ｖ
_NXSは、上記のように移相回路１４の調整によって常時
零に近い値に調整されているので、アナログ・デジタル
変換器９の分解能は１０ビットもあれば十分であり、ｃ
ｏｓ成分の直流電圧Ｖ_XCのアナログ・デジタル変換器９
ａの分解能についても常時フルスケールに近いところで
使用するから、１０ビットもあれば十分である。従っ
て、安価なアナログ・デジタル変換器を使えるので、全
体としての測定回路が安価になる。

【００３４】ところで、通常、基準信号Ｖ_REFは、歪み
の少ない綺麗な正弦波であるが、測定対象によってはノ
イズが含まれたり、高調波歪みが含まれることがある。
このような場合は、まず電圧計１３が最小値になるよう
調整し、切替えスイッチ１２ａをオフ、１２をオンす
る。すると、基準信号Ｖ_REFは帯域フィルタ１５を経由
して移相回路１４に入力される。帯域フィルタ１５によ
って基準信号中に含まれている高調波成分やノイズが除
去されるので、安定したパルス信号Ｓ_S0およびＳ_Rがデ
ジタル位相測定回路１６に入力されるため、移相回路１
４の移相角度Ψは安定した正確な値が得られる。この値
をマイクロコンピュータで記憶する。

【００３５】測定時には、移相回路１４の可変抵抗Ｒ１
４をいじらずにそのままにしておいて、スイッチ１２を
オフ、１２ａをオンし、位相差が数度の範囲で変動する
測定信号Ｖ_Xを入力する。そして、位相差を次式で計算
する。

【００３６】 θ＝Δθ＋Ψ ・・・このように、帯域フィルタ１５を使うことによって基準
信号周波数に対する移相回路１４の移相特性を正確に算
出できるため、基準信号の電圧レベルが低くてノイズ成
分が乗っているときなどでも、正確な位相差測定が可能
になる。

【００３７】

【発明の効果】以上のように本発明の第１の発明によれ
ば、第１、第２、第３の交流成分増幅回路の構成が、入
力信号を負の入力端子には平滑回路を経由して接続し、
正の入力端子には直接接続する構成であるため、測定信
号及び基準信号から直流成分を取り除くための回路位相
誤差が無視でき、安価に構成できる。また、移相回路に
入力される基準信号及び出力信号を第１、第２の整形回
路でデューティ比５０％のパルス信号にした後、これら
相互の位相差（φ＝移相回路の移相角度）を時間計数方
式により複数周期分の平均値として算出する位相測定回
路を使用しているため高精度の位相差測定ができる。さ
らに、同期整流回路のｓｉｎ成分出力が零になるように
移相回路の移相角度φを調整すること及び同期整流回路
のｓｉｎ成分出力が接続された第１の平滑回路の０ボル
トに近い直流電圧を増幅器で増幅し、アナログ・デジタ
ル変換することによって、同期整流回路の同期パルス信
号の位相差の９０度にわずかに誤差があっても測定精度
への影響がなくなり、また高精度・高分解能のアナログ
・デジタル変換器を使用しなくても微小な位相角を高感
度に測定することができる。

【００３８】また、本発明の第２の発明によれば、中心
周波数が基準信号周波数にセットされた帯域フィルタと
切替えスイッチを設け、基準信号を帯域フィルタを経由
させて移相回路の移相特性（移相角度Ψ）の測定を行え
るようにしたので、基準信号にノイズや波形歪みが含ま
れている場合でもこれらが除去された綺麗な正弦波とな
るので誤差のない測定が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例における同期信号の位相差測
定回路の回路図である。

【図２】同実施例のデジタル位相差測定回路のタイミン
グ図である。

【図３】基準信号と測定信号の説明図である。

【図４】従来例の同期信号の位相差測定回路の回路図で
ある。

【符号の説明】

１、１ａ、１ｂ、１ｃ演算増幅器２２チャンネル同期整流回路３、３ａ比較器（整形回路）４フェイズ・ロック・ループ回路７、７ａアナログスイッチ８、８ａ、８ｂ、８ｃ、８ｄ平滑回路１１、１１ａ、１１ｂ差動増幅器（交流成分増幅回
路）１２、１２ａ切替えスイッチ１４移相回路１５帯域フィルタ１６デジタル位相測定回路１７水晶発振器１８プリセットカウンタ回路２１、２１ａカウンタ回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】測定信号を入力信号とし負の入力端子に
は平滑回路を経由して接続され、正の入力端子には直接
接続された差動増幅器により構成された第１の交流成分
増幅回路と、第１の交流成分増幅回路の出力から基準信
号と同期するｓｉｎ成分とｃｏｓ成分を抽出するための
２チャンネルの同期整流回路と、同期整流回路のｓｉｎ
成分出力に接続された第１の平滑回路と、ｃｏｓ成分出
力に接続された第２の平滑回路（出力電圧Ｖ_XC）と、第
１の平滑回路に接続された増幅器（利得Ｎ倍、出力電圧
Ｖ_NXS）と、基準信号の位相を任意に変化させることが
できる移相回路と、移相回路の出力に接続された第１の
交流成分増幅回路と同構成の第２の交流成分増幅回路
と、第２の交流成分増幅回路の出力信号をデューティ比
５０％のパルス信号にする第１の整形回路と、第１の整
形回路の信号と９０度位相差の違うデューティ比５０％
の同期パルス信号を発生する同期パルス発生回路と、移
相回路の入力に接続された第１の交流成分増幅回路と同
構成の第３の交流成分増幅回路と、第３の交流成分増幅
回路の出力信号をデューティ比５０％のパルス信号にす
る第２の整形回路と、第１の整形回路と第２の整形回路
との位相差φを時間計数方式により複数周期分の平均値
として算出する位相測定回路とで構成され、第１の整形
回路及び同期パルス発生回路の出力は、同期整流回路の
タイミング信号として接続され、位相差θを、θ＝φ＋
ｔａｎ^-1（Ｖ_NXS／Ｎ・Ｖ_XC）で計算する手段を備えた
ことを特徴とする同期信号の位相差測定回路。
【請求項２】測定信号を入力信号とし、負の入力端子
には平滑回路を経由して接続され、正の入力端子には直
接接続された差動増幅器により構成された第１の交流成
分増幅回路と、第１の交流成分増幅回路の出力から基準
信号と同期するｓｉｎ成分とｃｏｓ成分を抽出するため
の２チャンネルの同期整流回路と、同期整流回路のｓｉ
ｎ成分出力に接続された第１の平滑回路と、ｃｏｓ成分
出力に接続された第２の平滑回路（出力電圧Ｖ_XC）と、
第１の平滑回路に接続された増幅器（利得Ｎ倍、出力電
圧Ｖ_NXS）と、基準信号の位相を任意に変化させること
ができる移相回路と、中心周波数が基準信号周波数にセ
ットされた帯域フィルタと、基準信号を移相回路に直接
接続するか帯域フィルタを経由して接続するかの選択の
ための切替えスイッチと、移相回路の出力に接続された
第１の交流成分増幅回路と同構成の第２の交流成分増幅
回路と、第２の交流成分増幅回路の出力信号をデューテ
ィ比５０％のパルス信号にする第１の整形回路と、第１
の整形回路の信号と９０度位相差の違うデューティ比５
０％の同期パルス信号を発生する同期パルス発生回路
と、移相回路の入力に接続された第１の交流成分増幅回
路と同構成の第３の交流成分増幅回路と、第３の交流成
分増幅回路の出力信号をデューティ比５０％のパルス信
号にする第２の整形回路と、第１の整形回路と第２の整
形回路との位相差を時間計数方式により複数周期分の平
均値として算出する位相測定回路とで構成され、第１の
整形回路及び同期パルス発生回路の出力は、同期整流回
路のタイミング信号として接続され、位相測定回路によ
って切替えスイッチを切り替えて、基準信号を帯域フィ
ルタを経由させた時の移相回路の移相特性（移相角度
Ψ）の測定を行い、位相差θを、θ＝Ψ＋ｔａｎ^-1（Ｖ
_NXS／Ｎ・Ｖ_XC）で計算する手段を備えたことを特徴と
する同期信号の位相差測定回路。