JPH05304783A

JPH05304783A - インバータ回路

Info

Publication number: JPH05304783A
Application number: JP4104941A
Authority: JP
Inventors: Akio Okude; 章雄奥出; Koji Yamada; 晃司山田; Yukio Yamanaka; 幸男山中
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1992-04-23
Filing date: 1992-04-23
Publication date: 1993-11-16

Abstract

(57)【要約】【目的】インバータを構成する各部品のばらつきを解消
すると共に、インバータのスイッチング素子を駆動制御
するための電源生成による電力損失を低減し、且つ帰還
トランスの位相遅れの影響を受けにくくしたインバータ
回路を提供する。【構成】帰還トランスを用いた直列インバータにおい
て、各スイッチング素子のスイッチング制御部に帰還ト
ランスの２次巻線から電源を供給した。また、各スイッ
チング素子のＯＦＦタイミングを与えるためのタイミン
グ制御部を設けた。【効果】スイッチング制御部を駆動するための電源生成
による電力損失が無い。インバータ回路を構成する各部
品のばらつきを吸収でき、帰還トランスの誘起電圧の反
転によりスイッチング素子を制御する場合のように制御
タイミングの位相ずれが生じることがなく、インバータ
の出力を精度良く設定できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、蛍光灯などの放電灯を
高周波点灯させるためのインバータ回路に関するもので
あり、特に、トランス帰還型の自励式インバータ回路に
関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来のインバータ回路の構成を図１０及
び図１１に示した。図１０に示す主回路部と図１１に示
す制御回路部とは、端子ａ，ｂ，ｃとアースラインを介
して接続されている。まず、図１０に示した主回路部に
ついて説明する。交流電源Ｖｓは雑音防止回路としての
ラインフィルタＬＦとコンデンサＣ₆を介して、全波整
流器ＤＢにより整流される。その整流出力は、平滑コン
デンサＣ₅により完全平滑され、直流のインバータ電源
に変換される。インバータのスイッチング素子は、トラ
ンジスタＱ₁，Ｑ₂により構成され、これらのトランジ
スタＱ₁，Ｑ₂のＯＮ／ＯＦＦは帰還トランスＣＴによ
り行われる。トランジスタＱ₂の起動は、抵抗Ｒ₃，Ｒ
₄、コンデンサＣ₃、２端子サイリスタＱ₃、抵抗
Ｒ₅，Ｒ₆及びダイオードＤ₃よりなる起動回路により
行われる。すなわち、電源より抵抗Ｒ₃を介してコンデ
ンサＣ₃に電荷が蓄積され、このコンデンサＣ₃の電位
が２端子サイリスタＱ₃のブレークオーバー電圧を越え
ると、２端子サイリスタＱ₃が導通し、コンデンサＣ₃
の電荷は抵抗Ｒ₅を介して、トランジスタＱ₂のベース
に供給され、トランジスタＱ₂がＯＮする。トランジス
タＱ₂がＯＮすると、帰還トランスＣＴの１次巻線ｎ₁
には、コンデンサＣ₀と放電灯Ｌａのフィラメント、コ
ンデンサＣ₁、インダクタＬ₁を介して、電源より電流
が流れることになる。帰還トランスＣＴの正帰還動作に
より、トランジスタＱ₂は更に導通抵抗が下がる方向に
バイアスされる。後述の図１１に示した制御回路による
制御を行わない場合には、トランジスタＱ₂のコレクタ
電流の増加により抵抗Ｒ₉の電位が上昇し、それに伴
い、トランジスタＱ₂のベース電位も上昇し、この電位
が帰還トランスＣＴの２次巻線ｎ₃の起電圧と等しくな
った時点より、トランジスタＱ₂のコレクタ電流は減少
に転ずる。トランジスタＱ₂のコレクタ電流が減少に転
じたことにより、帰還トランスＣＴには逆起電力が作用
し、トランジスタＱ₂はＯＦＦの方向に、逆に、トラン
ジスタＱ₁はＯＮの方向にバイアスされ、トランジスタ
Ｑ₁，Ｑ₂のインバータ動作が継続して行くものであ
る。

【０００３】次に、図１１に示した制御回路部について
説明する。この制御回路部では、インバータの一方のト
ランジスタＱ₂が帰還トランスＣＴにより駆動されてい
る期間中に、トランジスタＱ₂を強制的にＯＦＦさせる
タイミングを変化させることにより、インバータの出力
を変化させ得るようにしたものである。この回路では、
交流電源Ｖｓより抵抗Ｒ₁₀を介して、コンデンサＣ₇を
充電し、ツェナダイオードＺＤで定電圧化することによ
り、制御回路部の電源を得ている。帰還トランスＣＴの
２次巻線ｎ₃がトランジスタＱ₂をＯＮさせる方向で起
電力を発生している場合について考える。この場合、２
次巻線ｎ₃と抵抗Ｒ₂の交点の電位は、グランド電位に
対して上昇し、トランジスタＱ₄はＯＮ、トランジスタ
Ｑ₅はＯＦＦとなる。これにより、コンデンサＣ₁₀には
抵抗Ｒ₁₉を介して充電電流が流れて、コンデンサＣ₁₀の
電位が上昇する。この電位がコンパレータＣＰ₂の非反
転入力端子（プラス側端子）に入力されて、他方の反転
入力端子（マイナス側端子）に入力された電圧と比較さ
れる。この反転入力端子には、制御電源電圧を抵抗
Ｒ₁₅，Ｒ₁₆及び可変抵抗ＶＲ₁で分圧した電圧が入力さ
れており、この分圧電圧に対して、コンデンサＣ₁₀の電
位の方が高くなると、コンパレータＣＰ₂の出力はＨｉ
ｇｈレベルとなり、トランジスタＱ₆がＯＮ、トランジ
スタＱ₇もＯＮとなり、インバータの一方のトランジス
タＱ₂のベースがＬｏｗレベルとなり、トランジスタＱ
₂は強制的にＯＦＦされることになる。このとき、コン
デンサＣ₁₀の前記分圧電圧までの充電時間を帰還トラン
スＣＴの反転動作時間より短く設定することで、すなわ
ち、トランジスタＱ₇によりトランジスタＱ₂を強制的
にＯＦＦする時間を帰還トランスＣＴの反転動作時間よ
り短くすることにより、帰還トランスＣＴの動作に関係
なく、トランジスタＱ₂をＯＦＦすることができ、イン
バータ出力の調整が可能となる。

【０００４】なお、コンパレータＣＰ₁は電源投入後、
一定時間にわたり、出力がＬｏｗレベルとなり、前述の
抵抗Ｒ₁₅，Ｒ₁₆及び可変抵抗ＶＲ₁による分圧電圧を抵
抗Ｒ ₁₄により低下させて、インバータの発振周波数を高
くして、放電灯Ｌａの先行予熱を行わせるタイマー回路
を構成している。電源投入後、一定時間にわたり、抵抗
Ｒ₁₃を介してコンデンサＣ₈が充電され、その充電電圧
が抵抗Ｒ₁₁とＲ₁₂による分圧電圧を越えると、コンパレ
ータＣＰ₁の出力は高インピーダンス状態となり、抵抗
Ｒ₁₆及び可変抵抗ＶＲ₁に並列接続されていた抵抗Ｒ₁₄
が切り離される。その後、コンデンサＣ₉が徐々に充電
されて行くにつれて、インバータの発振周波数が徐々に
低くなり、共振作用の高まりにより、放電灯Ｌａへの印
加電圧が高くなって、放電灯Ｌａが点灯する。これによ
り、ソフトスタートが可能となる。放電灯Ｌａが始動・
点灯した後は、可変抵抗ＶＲ₁を調整することにより、
放電灯Ｌａの光出力を調整することができる。

【０００５】この従来例では、インバータ回路の出力調
整は、可変抵抗ＶＲ₁の設定で行うことができ、インダ
クタＬ₁やコンデンサＣ₁、トランジスタＱ₁，Ｑ₂、
帰還トランスＣＴ等の部品のばらつきによる放電灯Ｌａ
の光出力のばらつきをある程度吸収できることになる。
しかしながら、図１１に示した制御回路を用いた場合に
おいても、各部品のばらつきを完全に吸収し、所望の光
出力の設定を行うことはできないという問題があった。
その要因の一つとして、帰還トランスＣＴのみで自励駆
動されるトランジスタＱ₁の特性が挙げられる。帰還ト
ランスＣＴと制御回路部により自励／他制駆動されるト
ランジスタＱ₂については、上述の動作説明から明らか
なように、ＯＦＦ時の残留キャリアをトランジスタＱ₇
で抜き、確実に制御されている。一方、トランジスタＱ
₁は帰還トランスＣＴによる逆起電力によってＯＮ状態
からＯＦＦ状態へと移行する自励動作を行っている。こ
の場合、トランジスタＱ₁の残留キャリアを抜く動作
は、帰還トランスＣＴの特性並びに抵抗Ｒ₃，Ｒ₄のば
らつきの影響を受ける。特に、トランジスタＱ₁がＯＮ
状態からＯＦＦ状態へと移行する時間（ターンオフ時間
Ｔｏｆｆ）のばらつきによる影響は大きくなる。すなわ
ち、トランジスタＱ₁のターンオフ時間Ｔｏｆｆが短い
と、インバータの出力は小さくなり、ターンオフ時間Ｔ
ｏｆｆが長いと、インバータの出力は大きくなる。今、
トランジスタＱ₁として、ターンオフ時間Ｔｏｆｆが短
い素子が使われていたとすると、その場合、インバータ
の出力が小さいので、可変抵抗ＶＲ₁を調整することに
より、インバータの出力を大きくする方向に補正するこ
とになる。ところが、可変抵抗ＶＲ₁によるトランジス
タＱ₂のＯＮ時間の調整範囲は、帰還トランスＣＴの自
励動作による電圧反転によってトランジスタＱ₂が自発
的にＯＦＦするまでが限界であり、それ以上にトランジ
スタＱ₂のＯＮ時間を長くさせることができない。すな
わち、図１１に示した制御回路部によるトランジスタＱ
₂の制御動作が無い自励動作のみによるインバータ回路
となってしまい、インバータの出力の補正は出来なくな
る。

【０００６】以上のように、一方のトランジスタＱ₂の
みを制御することにより、インバータの出力調整を完全
に行うことは、不可能なのである。以上の問題を回避す
る手段として、例えば、特願昭６２−６４９２号の回路
方式が提案されている。図１２はその一例であり、以
下、その回路構成について説明する。ＭＯＳ型のトラン
ジスタＱ₁の両端には、抵抗Ｒ₂₆，Ｒ₂₇の直列回路が並
列接続されている。抵抗Ｒ₂₆，Ｒ₂₇で分圧された電圧
は、単安定マルチバイブレータＭ₁のトリガー入力とな
る。単安定マルチバイブレータＭ₁の出力は、抵抗Ｒ₂₅
を介してトランジスタＱ₁₀のベースに入力されている。
抵抗Ｒ₂₃とコンデンサＣ₁₁の直列回路は、トランジスタ
Ｑ₁の両端に接続されており、トランジスタＱ₁の駆動
回路に電源供給を行っている。コンデンサＣ₁₁には、抵
抗Ｒ₂₄を介してトランジスタＱ₁₀が接続されている。ト
ランジスタＱ₁₀のコレクタは、トランジスタＱ₁₂，Ｑ₈
のベースに接続されている。トランジスタＱ₁₂，Ｑ₈の
コレクタは、抵抗Ｒ₁を介してトランジスタＱ₁のゲー
トに接続されており、トランジスタＱ₁₂，Ｑ₈のエミッ
タは、それぞれコンデンサＣ₁₁の両端に接続されてい
る。トランジスタＱ₁₀がＯＮすると、そのコレクタ電位
が低下するので、トランジスタＱ₈がＯＦＦ、トランジ
スタＱ₁₂がＯＮとなり、トランジスタＱ₁のゲートは、
抵抗Ｒ₁とトランジスタＱ₁₂を介してコンデンサＣ₁₁の
電圧によりプルアップされる。トランジスタＱ₁₀がＯＦ
Ｆすると、そのコレクタ電位が上昇するので、トランジ
スタＱ₁₂がＯＦＦ、トランジスタＱ₈がＯＮとなり、ト
ランジスタＱ₁のゲートは、抵抗Ｒ₁とトランジスタＱ
₈を介してグランドレベルにプルダウンされる。これに
よって、トランジスタＱ₁のゲートが電圧駆動されるも
のである。単安定マルチバイブレータＭ₁及びトランジ
スタＱ₁の駆動回路の動作電源はコンデンサＣ₁₁から得
ている。他方のトランジスタＱ₂についても同様の制御
回路が付加されており、抵抗Ｒ₂₈〜Ｒ₃₂が抵抗Ｒ₂₃〜Ｒ
₂₇にそれぞれ対応し、トランジスタＱ₉，Ｑ₁₃がトラン
ジスタＱ₈，Ｑ₁₂にそれぞれ対応している。単安定マル
チバイブレータＭ ₂及びトランジスタＱ₂の駆動回路の
動作電源はコンデンサＣ₁₂から得ている。

【０００７】この従来例では、各単安定マルチバイブレ
ータＭ₁，Ｍ₂とトランジスタＱ₁，Ｑ₂の駆動回路を
動作させるために、抵抗Ｒ₂₃，Ｒ₂₈とコンデンサＣ₁₁，
Ｃ₁₂による電源が必要であり、この電源生成のために、
抵抗Ｒ₂₃，Ｒ₂₈における電力損失が生じ、インバータ効
率の低下や抵抗Ｒ₂₃，Ｒ₂₈での発熱などの問題が生じ
る。

【０００８】一方、特開昭６１−２２７６７４号では、
帰還トランスによる自励動作に加え、帰還トランスから
得られたタイミングにより、インバータの主スイッチン
グ素子をＯＦＦさせる回路方式が提案されている。しか
しながら、この回路では主スイッチング素子のＯＦＦ時
間を設定するためのタイミングを帰還トランスから得て
いることから、帰還トランスによるタイミングの位相遅
れや帰還トランスそのもののばらつきにより、出力の設
定に差異を生じるという問題がある。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】本発明は上述のような
点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところ
は、インバータを構成する各部品のばらつきを解消する
と共に、インバータの主スイッチング素子を駆動制御す
るための電源生成による電力損失を低減し、且つ帰還ト
ランスの位相遅れの影響を受けにくくしたインバータ回
路を提供することにある。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明の基本構成を図１
に示す。この回路では、インバータの主スイッチング素
子としてのトランジスタＱ₁，Ｑ₂と、これらを各々制
御するためのスイッチング制御部１，２を備え、各スイ
ッチング制御部１，２の電源は帰還トランスＣＴより得
ている。また、スイッチング制御部１，２に対して、ト
ランジスタＱ₁，Ｑ₂をＯＦＦさせるタイミングを与え
るタイミング制御部３を備え、このタイミング制御部３
からのタイミングによって、各トランジスタＱ₁，Ｑ₂
がＯＦＦされるように構成したものである。

【００１１】

【作用】図１の回路構成によれば、インバータの主スイ
ッチング素子であるトランジスタＱ₁，Ｑ₂の各々を制
御することにより、部品のばらつきを吸収でき、また、
帰還トランスＣＴよりその駆動電源を得ることで電力損
失を低減でき、かつ、タイミング制御部３を設けたこと
により、帰還トランスＣＴの位相遅れによる制御タイミ
ングの遅れを回避することができ、精度良く且つ高効率
にインバータの制御が可能となるものである。

【００１２】

【実施例】本発明の一実施例を図２〜図５に示した。図
２はインバータの主回路部であり、上述の従来例と同等
の動作をする回路素子には同一の符号を付して、その説
明は省略する。図中の端子Ａは、図１０に示したダイオ
ードブリッジＤＢの交流入力端に接続されている。ま
た、端子Ｂ，Ｇは、図１０に示したダイオードブリッジ
ＤＢの直流出力端に接続されている。帰還トランスＣＴ
の一方の２次巻線ｎ₂には、ダイオードＤ₈を介してコ
ンデンサＣ₁₃が接続されている。これにより、コンデン
サＣ₁₃には、トランジスタＱ₁のスイッチング制御部の
動作電源が得られる。コンデンサＣ₁₃の正極には抵抗Ｒ
₃₃を介してトランジスタＱ₁₀のコレクタが接続されてお
り、コンデンサＣ₁₃の負極には抵抗Ｒ₃₄を介してトラン
ジスタＱ ₁₀のエミッタが接続されている。トランジスタ
Ｑ₁₀のエミッタは、トランジスタＱ₈のベースに接続さ
れている。トランジスタＱ₈は、トランジスタＱ₁のベ
ース電流をバイパスするように接続されている。

【００１３】同様に、帰還トランスＣＴの他方の２次巻
線ｎ₃には、ダイオードＤ₉を介してコンデンサＣ₁₄が
接続されている。これにより、コンデンサＣ₁₄には、ト
ランジスタＱ₂のスイッチング制御部の動作電源が得ら
れる。コンデンサＣ₁₄の正極には抵抗Ｒ₃₅を介してトラ
ンジスタＱ₁₁のコレクタが接続されており、コンデンサ
Ｃ₁₄の負極には抵抗Ｒ₃₆を介してトランジスタＱ₁₁のエ
ミッタが接続されている。トランジスタＱ₁₁のエミッタ
は、トランジスタＱ₉のベースに接続されている。トラ
ンジスタＱ₉は、トランジスタＱ₂のベース電流をバイ
パスするように接続されている。

【００１４】次に、トランジスタＱ₂のＯＦＦタイミン
グを制御するための回路を図３に示し説明する。本実施
例では、トランジスタＱ₂のコレクタ・エミッタ間の電
圧変動を、端子ｈ−Ｇ間に接続された抵抗Ｒ₄₃，Ｒ₄₄に
より検出している。抵抗Ｒ₄₄の両端には、ツェナーダイ
オードＺＤ₁が並列接続されており、図６（イ）に示す
ように、抵抗Ｒ₄₄の両端に得られる検出信号の上限値を
規制している。この信号は、否定回路Ｇ₁，Ｇ₂とコン
デンサＣ₁₅及び抵抗Ｒ₄₅，Ｒ₄₆よりなる微分回路によ
り、その立下りタイミングを検出され、ワンショットの
トリガー信号として単安定マルチバイブレータＭ₂に入
力される。ここで、単安定マルチバイブレータＭ₂は、
汎用のタイマーＩＣ（例えば、ＮＥＣ製μＰＤ５５５
５）で構成されており、トリガー入力端子（２番ピン）
が立ち下がった後、コンデンサＣ₁₆と抵抗Ｒ₄₇及び可変
抵抗ＶＲ₁の時定数で決まる時間にわたり、図６（ロ）
に示すように、出力端子（３番ピン）がＨｉｇｈレベル
となる。この信号を抵抗Ｒ₄₉とコンデンサＣ₁₈で遅延さ
せて、バッファ回路Ｇ₃により波形整形することによ
り、図６（ハ）に示すような信号が得られる。図６
（ロ）と（ハ）に示す信号を排他的論理和（ＸＯＲ）回
路Ｇ₄に入力することにより、図６（ニ）に示すような
信号が得られる。そして、図６（ニ）と（ハ）に示す信
号を論理積（ＡＮＤ）回路Ｇ₅に入力することにより、
図６（ホ）に示すような信号が得られる。この信号は、
抵抗Ｒ₅₀とＲ₅₁により分圧され、端子ｇを介して図２に
示したトランジスタＱ₁₁のベースに供給される。端子ｇ
がＨｉｇｈレベルになると、トランジスタＱ₁₁がＯＮと
なり、それによりトランジスタＱ₉がＯＮして、トラン
ジスタＱ₂のベース・エミッタ間を短絡し、トランジス
タＱ₂を強制的にＯＦＦさせる動作を行う。このとき、
トランジスタＱ₉，Ｑ₁₁の動作電源は、図２から分かる
ように、帰還トランスＣＴの２次巻線ｎ₃より得てい
る。単安定マルチバイブレータＭ₂の出力端子（３番ピ
ン）がＨｉｇｈレベルである時間ｔ₂は、帰還トランス
ＣＴの誘起電圧の極性が反転する時間よりも短い時間に
設定されていることは、言うまでもないことである。そ
して、トランジスタＱ₂がＯＮからＯＦＦに反転するこ
とで帰還トランスＣＴには、逆起電力が発生し、トラン
ジスタＱ₁にＯＮ信号が入力される。この動作は従来の
自励式インバータ回路と同様である。

【００１５】次に、トランジスタＱ₁のＯＦＦタイミン
グを制御するための回路を図４に示し説明する。上述の
単安定マルチバイブレータＭ₂のトリガー入力端子（２
番ピン）に入力されたトリガー信号は、端子ｋを介して
単安定マルチバイブレータＭ ₁のトリガー入力端子（２
番ピン）にも入力されている。この単安定マルチバイブ
レータＭ₁の出力端子（３番ピン）がＨｉｇｈレベルで
ある時間ｔ₁は、抵抗Ｒ₅₂とコンデンサＣ₁₉の時定数で
決まり、図６（ヘ）に示すように、単安定マルチバイブ
レータＭ₂について設定された時間ｔ₂よりも長く設定
されている。この単安定マルチバイブレータＭ₁の出力
信号を抵抗Ｒ₅₄とコンデンサＣ₂₁で遅延させて、バッフ
ァ回路Ｇ₆により波形整形することにより、図６（ト）
に示すような信号が得られる。図６（ヘ）と（ト）に示
す信号を排他的論理和（ＸＯＲ）回路Ｇ₇に入力するこ
とにより、図６（チ）に示すような信号が得られる。そ
して、図６（ト）と（チ）に示す信号を論理積（ＡＮ
Ｄ）回路Ｇ₈に入力することにより、図６（リ）に示す
ような信号が端子ｍに得られる。この信号は、トランジ
スタＱ₁₆〜Ｑ₁₉と抵抗Ｒ₅₅〜Ｒ₆₀及びダイオードＤ₁₀，
Ｄ₁₁よりなるレベルシフタ回路により、高電位側のトラ
ンジスタＱ₁のスイッチング制御部に端子ｄ，ｅ，ｆを
介して伝達される。端子ｍがＨｉｇｈレベルになると、
低電位側のトランジスタＱ₁₆，Ｑ₁₇がＯＮとなり、高電
位側のトランジスタＱ₁₈，Ｑ₁₉もＯＮとなるので、コン
デンサＣ₁₃の正極から端子ｄ、トランジスタＱ₁₉、抵抗
Ｒ₅₉、端子ｆを介してコンデンサＣ₁₃の負極に電流が流
れると共に、トランジスタＱ₁₉、抵抗Ｒ₆₀、端子ｅ、ト
ランジスタＱ₁₀のベース・エミッタ間、抵抗Ｒ₃₄を介し
てコンデンサＣ₁₃の負極に電流が流れる。これにより、
トランジスタＱ₁₀がＯＮとなり、それによりトランジス
タＱ₈がＯＮして、トランジスタＱ₁のベース・エミッ
タ間を短絡し、トランジスタＱ₁を強制的にＯＦＦさせ
る動作を行う。このとき、トランジスタＱ₈，Ｑ₁₀並び
にＱ₁₇〜Ｑ₁₉の動作電源は、図２から分かるように、帰
還トランスＣＴの２次巻線ｎ₂より得ている。以上の動
作により、トランジスタＱ₁は帰還トランスＣＴの誘起
電圧の反転を待たずに、強制的にＯＦＦされる。なお、
単安定マルチバイブレータＭ₁の出力端子（３番ピン）
がＨｉｇｈレベルである時間ｔ₁は、帰還トランスＣＴ
の誘起電圧の極性が反転する時間よりも短い時間に設定
されていることは、言うまでもないことである。

【００１６】さて、本実施例では、図３に示した可変抵
抗ＶＲ₁の値を変化させることにより、トランジスタＱ
₂のＯＮ時間を制御でき、インバータの出力調整が可能
となる。このとき、トランジスタＱ₁のＯＦＦ制御も帰
還トランスＣＴの誘起電圧の反転によるものではないの
で、トランジスタＱ₁のばらつきや、帰還トランスＣＴ
のばらつき等の問題が回避できる。さらに、トランジス
タＱ₁，Ｑ₂のＯＮ制御のための電源は帰還トランスＣ
Ｔより得ており、ＯＦＦ制御のための電源についても帰
還トランスＣＴより得ているため、制御用の電源を生成
するための電力損失も回避できる。そして、トランジス
タＱ₁，Ｑ₂のＯＦＦタイミングを単安定マルチバイブ
レータＭ₁，Ｍ₂のようなタイミング制御部から得てい
るため、精度は向上している。このように、上述した従
来の問題点をすべて解決することができ、高効率で調整
精度の良いインバータ回路を提供できるものである。

【００１７】なお、図５に示した回路は、インバータ回
路の負荷である放電灯Ｌａをソフトスタートさせるため
のタイマー回路である。電源投入直後は、コンデンサＣ
₈の電位が低く、コンパレータＣＰ₁の出力がＬｏｗレ
ベルであることから、抵抗Ｒ ₄₁，Ｒ₄₂を介して、トラン
ジスタＱ₁₄，Ｑ₁₅にそれぞれベース電流が流れる。これ
により、トランジスタＱ₁₄，Ｑ₁₅はＯＮとなり、制御電
源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ ₃₇，Ｒ₃₈により分圧した電圧が、
トランジスタＱ₁₄と端子ｉを介して単安定マルチバイブ
レータＭ₂のコントロール端子（５番ピン）に入力さ
れ、単安定マルチバイブレータＭ₂の設定時間ｔ₂は短
縮される。同様に、制御電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ₃₉，Ｒ
₄₀により分圧した電圧が、トランジスタＱ₁₅と端子ｊを
介して単安定マルチバイブレータＭ₁のコントロール端
子（５番ピン）に入力され、単安定マルチバイブレータ
Ｍ₁の設定時間ｔ₁も短縮される。したがって、インバ
ータの発振周波数は高くなり、図２に示したインダクタ
Ｌ₁とコンデンサＣ₁の共振周波数から遠ざかるので、
コンデンサＣ₁の両端電圧は低くなり、放電灯Ｌａは点
灯しない。このとき、コンデンサＣ₁を介して放電灯Ｌ
ａのフィラメントに予熱電流が流れる。そして、電源投
入から一定時間が経過して、コンデンサＣ₈が抵抗Ｒ₁₃
を介して充電され、その充電電圧が抵抗Ｒ₁₁とＲ₁₂の分
圧点の電圧を越えると、コンパレータＣＰ₁の出力はＨ
ｉｇｈレベルとなり、トランジスタＱ₁₄，Ｑ₁₅はＯＦＦ
される。その後は、単安定マルチバイブレータＭ₁，Ｍ
₂のコントロール端子（５番ピン）に接続されたコンデ
ンサＣ₂₀，Ｃ₁₇により各端子の電圧が徐々に変化し、イ
ンバータの発振周波数が次第に低下して行く。インバー
タの発振周波数がインダクタＬ₁とコンデンサＣ₁の共
振周波数に近づくと、コンデンサＣ₁の両端電圧は共振
作用により高くなり、放電灯Ｌａが点灯する。その後
は、定常点灯状態に移行し、可変抵抗ＶＲ₁の調整によ
り調光制御可能となる。

【００１８】上記の実施例では、単安定マルチバイブレ
ータＭ₂の設定時間ｔ₂の調整に際し、図３に示した可
変抵抗ＶＲ₁を用いたが、図７に示すように、単安定マ
ルチバイブレータＭ₂のコントロール端子（５番ピン）
の電圧を変化させても良い。すなわち、抵抗Ｒ₆₃，Ｒ₆₄
と可変抵抗ＶＲ₂により制御電源電圧Ｖｃｃを分圧した
電圧を端子ｉを介して単安定マルチバイブレータＭ₂の
コントロール端子（５番ピン）に印加することにより、
単安定マルチバイブレータＭ₂の設定時間ｔ₂を調整す
ることができる。

【００１９】さらに、図８に示すように分圧用の抵抗Ｒ
₆₅を追加して、端子ｊ，ｉを介して単安定マルチバイブ
レータＭ₁，Ｍ₂のコントロール端子（５番ピン）に印
加される電圧を可変抵抗ＶＲ₂により調整することによ
り、単安定マルチバイブレータＭ₁の設定時間ｔ₁と単
安定マルチバイブレータＭ₂の設定時間ｔ₂を同時に変
化させることもできる。この場合、各トランジスタ
Ｑ₁，Ｑ₂のＯＮ時間を同時に制御することで周波数制
御によるインバータの出力制御が可能となる。一方、発
振周期を一定として、一方のスイッチング素子のＯＮ時
間を制御することによりインバータの出力を調整する場
合には、特定の発振周波数に対してのみノイズフィルタ
を設計すれば良いので、輻射雑音の低減が容易に行え
る。

【００２０】また、図４の回路では、高電位側のトラン
ジスタＱ₁にＯＦＦタイミング信号を伝達するために、
レベルシフタ回路を用いたが、図９に示すようにパルス
トランスＴｆを用いて伝達しても良い。この回路では、
図４の端子ｍの電位が図６（リ）に示すように瞬時Ｈｉ
ｇｈレベルになると、コンデンサＣ₂₂を介してパルスト
ランスＴｆの１次巻線ｎ₄にパルス電流が流れて、その
２次巻線ｎ₅にパルス電圧が誘起される。このパルス電
圧が抵抗Ｒ₆₁，Ｒ₆₂により分圧され、ＭＯＳトランジス
タＱ₂₀のゲート・ソース間に印加されることにより、Ｍ
ＯＳトランジスタＱ₂₀のドレイン・ソース間が導通し、
ダイオードＤ₁₂を介してトランジスタＱ ₁のベース電流
がバイパスされるので、トランジスタＱ₁はＯＦＦとな
る。

【００２１】図示された実施例は、本発明の好ましい適
用例を示したものであり、その制御回路の構成について
は、同等の作用を有するものであれば、他の回路構成で
も良い。また、タイミングを検出する位置についても、
実施例では、トランジスタＱ ₂の両端（端子ｈ−Ｇ間）
から検出したが、トランジスタＱ₁の両端（端子Ｂ−ｈ
間）であっても良い。要するに、インバータ動作のタイ
ミングを正確に検出し、その検出結果に基づいてトラン
ジスタＱ₁，Ｑ₂の制御を行えば良いものである。

【００２２】

【発明の効果】本発明によれば、帰還トランスを用いた
直列インバータにおいて、各スイッチング素子のスイッ
チング制御部に帰還トランスの２次巻線から電源を供給
しているので、スイッチング制御部を駆動するための電
源生成による電力損失が無いという利点があり、また、
各スイッチング素子のＯＦＦタイミングを与えるための
タイミング制御部を備えているので、インバータ回路を
構成する各部品のばらつきを吸収でき、帰還トランスの
誘起電圧の反転によりスイッチング素子を制御する場合
のように制御タイミングの位相ずれが生じることがな
く、インバータの出力を精度良く設定できるという効果
がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の基本構成を示す回路図である。

【図２】本発明の第１実施例の主回路部の回路図であ
る。

【図３】本発明の第１実施例の制御回路部の第１の回路
部を示す回路図である。

【図４】本発明の第１実施例の制御回路部の第２の回路
部を示す回路図である。

【図５】本発明の第１実施例の制御回路部の第３の回路
部を示す回路図である。

【図６】本発明の第１実施例の動作説明のための波形図
である。

【図７】本発明の第２実施例の制御回路部の要部回路構
成を示す回路図である。

【図８】本発明の第３実施例の制御回路部の要部回路構
成を示す回路図である。

【図９】本発明の第４実施例の主回路部の要部回路構成
を示す回路図である。

【図１０】第１の従来例の主回路部の回路図である。

【図１１】第１の従来例の制御回路部の回路図である。

【図１２】第２の従来例の回路図である。

【符号の説明】

１第１のスイッチング制御部２第２のスイッチング制御部３タイミング制御部Ｅ直流電源Ｑ₁ 第１のトランジスタＱ₂ 第２のトランジスタＣＴ帰還トランス

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源に第１及び第２のスイッチン
グ素子の直列回路を接続し、第１及び第２のスイッチン
グ素子を交互にＯＮ／ＯＦＦさせることにより負荷に交
流電力を供給するインバータ回路において、１次巻線を
負荷に直列接続されて２次誘起電圧を前記各スイッチン
グ素子の制御端子に加える帰還トランスと、前記帰還ト
ランスの２次誘起電圧を電源として第１及び第２のスイ
ッチング素子のスイッチング制御をそれぞれ行う第１及
び第２のスイッチング制御部と、第１及び第２のスイッ
チング制御部にそれぞれ第１及び第２のスイッチング素
子のＯＦＦタイミングを与えるタイミング制御部とを設
けたことを特徴とするインバータ回路。
【請求項２】放電灯を含む共振回路を負荷としたこ
とを特徴とする請求項１記載のインバータ回路。
【請求項３】前記タイミング制御部の動作タイミン
グを前記第１又は第２スイッチング素子の両端から得た
ことを特徴とする請求項１又は２に記載のインバータ回
路。