JPH0124353B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 (イ) 産業上の利用分野 本発明は誘導加熱装置に関し、特にその制御回
路に関する。

(ロ) 従来の技術 従来、誘導加熱の応用である家庭用誘導加熱調
理器には、トランジスタインバータ装置が用いら
れていた。超音波周波数で大電力変換を行うトラ
ンジスタインバータ回路はLC共振回路を利用す
るが、その制御方法はLC共振回路によりかなり
限定される欠点があつた。

即ち、従来では第２図のインバータ回路の加熱
コイル１、共振コンデンサ２で共振を行わしめる
に際し、トランジスタ３コレクタ電圧の零点又は
フライホールダイオード４の電流を検知してトラ
ンジスタ３にON信号を与えてトランジスタ駆動
をしていたため、トランジスタのON時間を短か
くして発振周波数を上昇させるとトランジスタの
コレクタ電圧の振幅が小さくなり、コレクタ電圧
が零にならずトランジスタのONタイミングを得
ることが出来ないと云う不都合があつた。このた
め、例えば特公昭58−36473号にインバータ回路
へ電力供給をする直流電源電圧と上記コレクタ電
圧とを比較して所定時間遅延後トランジスタへベ
ース駆動電流を与える方法が示されている。

(ハ) 発明が解決しようとする問題点 然し乍ら、このように直流電源電圧とトランジ
スタのコレクタ電圧とを比較してトランジスタ駆
動をする方法において、出力調節のためインバー
タの発振周波数を変化させた場合、これに応じて
各発振におけるコレクタ電圧が変化してこのコレ
クタ電圧の経時的な立ち下がり状態が変化するの
に対し、直流電源電圧は変化しない。従つて、ト
ランジスタへベース電流を加えるのに適切なタイ
ミングがインバータの発振周波数によつて異なる
のに実際にはベース電流を加えるまでの遅延時間
は一定になつているため発振周波数によつてはト
ランジスタのスイツチングロスが大きくなり、加
熱効率が悪くなると云う欠点があつた。

(ニ) 問題点を解決するための手段 本発明はスイツチング素子のON時間長を調整
してインバータへの入力を可変制御する制御回路
と、上記共振回路での共振時、スイツチング素子
の端子間電圧が所定以下になつたことを検出する
共振検出手段と、この共振検出手段での検出後、
所定時間遅延を行つてからスイツチング素子を
ONせしめるためのタイミング信号を生成する
ONタイミング生成手段と、を設け、上記制御回
路での制御状態に応じて上記ONタイミング生成
手段での遅延時間を調整している。

(ホ) 作 用 上記制御手段での入力制御状態に応じて、ON
タイミング生成手段の遅延時間を調節しているの
で、スイツチング素子の端子間電圧が零になつた
とき、又は端子間電圧が最小になつたとき、ON
タイミング信号を出力することが出来る。

(ヘ) 実施例 第１図は本発明誘導加熱装置の回路図であつて
５は商用交流電源、６はこの商用交流電源を全波
整流する整流回路、７はこの整流回路６の入力
端子に結ばれたチヨークコイルである。８はこの
チヨークコイル７に連つたバイパスコンデンサ、
９，１０は上記チヨークコイル７と整流回路６の
入力端子の間に直列に結ばれた加熱コイル及び
共振コンデンサ、１１はこの共振コンデンサ１０
に並列に設けられたスイツチングトランジスタ、
１２はこのトランジスタ１１に逆並列に接続され
たダイオードであつて、これ等のバイパスコンデ
ンサ８〜ダイオード１２でインバータ回路１３が
構成されている。１４は上記インバータ回路１３
の動作状態を制御するコントロール回路を示し、
端子１５，１６でトランジスタ１１のコレクタ電
圧（コレクタ−エミツタ間電圧）を検出するとと
もにこのコレクタ電圧の積分電圧（平均電圧）を
生成し、上記コレクタ電圧とその積分電圧を比較
してコレクタ電圧がその積分電圧より低くなつて
から所定時間遅延させて端子１７，１８間に電圧
を発生してトランジスタ１１にベース電流を供給
する。

第３図は上記コントロール回路１４の要部回路
図であつて１９は商用交流電源５から整流回路６
へ与えられる入力電流を検出するカレントトラン
スであつてその検出電流はダイオード２０で整流
され、コンデンサ２１に充電される。２２はイン
バータ回路１３への入力を設定する可変抵抗、２
３は上記コンデンサ２１の充電電圧と可変抵抗２
２からの電圧レベルを比較する第１のコンパレー
タを示し、その出力に応じて、コンデンサ２４で
保持される電圧Vrefが調節される。尚、これら
カレントトランス１９〜コンデンサ２４でインバ
ータへの入力調整をする制御回路を構成してい
る。２５は上記Vrefを入力端子に受ける第２
のコンパレータであつて、その出力がトランジス
タ１１の駆動信号となる。２６は抵抗２７、ダイ
オード２８を介して定電圧Vccにより充電が為さ
れる充放電コンデンサを示し、抵抗２９を介して
放電が為される。そして、このコンデンサ２６、
抵抗２９及び上記第２のコンパレータ２５でON
タイミング生成手段を形成している。またこの充
放電コンデンサ２６の充電々圧は上記第２のコン
パレータ２５の入力端子に与えられる。３０は
上記ダイオード２８のアノードを入力端子に接
続し、カソードを入力端子に接続した第３のコ
ンパレータであり、その出力端は抵抗３１を介し
て上記抵抗２７に結ばれるとともに、上記抵抗２
９を介して上記充放電コンデンサ２６に結ばれて
いる。３２はスイツチングトランジスタ１１のコ
レクタの共振電圧V_cE及びこの共振電圧の積分電
圧Vcを受ける第４のコンパレータを示し、V_cE＜
Vcとなつたとき“Ｈ”信号を出力し、V_cE＞Vc
のとき“Ｌ”信号を出力する。即ち、この第４の
コンパレータ３２は共振検出手段となつている。
３３はこの第４のコンパレータ３２出力を受ける
微分回路、３４は上記第３のコンパレータ３０出
力端と第２のコンパレータ２５出力端に介挿され
たトランジスタであつて、上記微分回路３３から
伝えられる信号によりONする。

こうした誘導加熱装置においては最初調理具を
加熱コイル９に近接配置し、電源をONすると
Vccが立ち上がり抵抗２７、ダイオード２８を介
して充放電コンデンサ２６は充電された状態にな
つている。発振開始時は起動パルス発生回路（図
示せず）から、微分回路３２へ起動パルスが入力
される。これにより、微分回路３３からトランジ
スタ３４にパルスが与えられ、このトランジスタ
３４は所定時間ONする。このため、抵抗２７，
３１の接続点電圧V_Bが急激に下がり充放電コン
デンサ２６の充電々圧V_Aより低くなる。即ち、
第３のコンパレータ３０の入力端子電圧は入
力端子電圧より低くなる。これにより、第３のコ
ンパレータ３０出力は低レベルになり、充放電コ
ンデンサ２６の充電電荷は抵抗２９を介して放電
される。これにより充電々圧V_Aが低下してコン
デンサ２４の保持電圧Vrefより低くなると、第
２のコンパレータ２５の出力Vpは“Ｈ”レベル
になり、スイツチングトランジスタ１１をONす
る。その後、上記充放電コンデンサ２６の放電が
進み、V_AがV_Bより低下し、第３のコンパレータ
３０出力が“Ｈ”になると抵抗２７、ダイオード
２８を介してVcc電圧で充放電コンデンサ２６に
充電が開始される。この充電により充放電コンデ
ンサ２６の充電々圧V_Aが上昇し、上記Vrefより
高くなると、第２のコンパレータ２５出力Vpは
“Ｌ”になり、スイツチングトランジスタ１１は
OFFされる。その後も充放電コンデンサ２６は
充電される。こうしたスイツチング素子のOFF
後、加熱コイル９、共振コンデンサ１０の共振に
よりスイツチングトランジスタ１１のコレクタ電
圧は大きく立ち上がつて再び立ち下がる波形で振
動する。この電圧を分圧した電圧V_cEが第４のコ
ンパレータ３２の入力端子に、この共振電圧を
分圧し、積分平滑した電圧Vcが第４のコンパレ
ータ３２の入力端子に入力されており、V_cEが
Vcより低下するとこの第４のコンパレータ３２
出力V_Dは“Ｈ”に立ち上がつて、微分回路３３
はトランジスタ３４にパルスを送り所定時間ON
せしめる。これにより、再び前述と同様に充放電
コンデンサ２６の放電がはじまり、その充放電コ
ンデンサ２６の電圧V_AがVrefより低下すると再
び第２のコンパレータ２５出力Vpが“Ｈ”にな
りスイツチングトランジスタ１１がONされる。
また、こうした、装置で上記Vrefは第１のコン
パレータ２３で可変抵抗２２の設定レベルと入力
電流に応じたコンデンサ２１の充電レベルを比較
して調整している。従つて、可変抵抗２２レベル
が低く設定されるとコンデンサ２４の充電々圧が
低くなり、スイツチングトランジスタ１１のON
期間長が短くなつてインバータ回路１３の発振出
力は低くなる。他方、可変抵抗レベルが高く設定
されると、コンデンサ２４の充電々圧も高くな
り、スイツチングトランジスタ１１のON期間長
が長なつて、インバータ回路１３の発振出力は高
くなる。

また、スイツチングトランジスタ１１のコレク
タ電圧が、比較電圧であるその積分電圧より低く
なつたことを第４のコンパレータ３２で検出して
から実際にスイツチングトランジスタ１１がON
されるまでの遅延時間充放電コンデンサ２６、抵
抗２９で決まる時定数とコンデンサ２４の保持電
圧により決まる。即ち、Vrefが高くなると遅延
時間は短くなり、Vrefが低くなると遅延時間は
長くなる。従つて、ON期間長が長くて出力が高
く、V_cEの立ち下がりが急な状態では上記遅延時
間は短く、そして、ON期間が短くて出力が低
く、V_cEの立ち下がりが緩やかな状態では上記遅
延時間は長くなる。このため、入力設定のレベル
を高レベルから低レベルに動作させてもスイツチ
ングトランジスタ１１はコレクタが零電圧又は最
小電圧のとき実際にONされるようになる。

さらに本実施例ではスイツチングトランジスタ
１１のコレクタ電圧が所定電圧より低くなつたか
どうかを比較するレベルとしてこのコレクタ電圧
の積分電圧を使用しているので、スイツチングト
ランジスタ１１のON時間長に応じてこの比較レ
ベルが変化し、さらに安定してスイツチングトラ
ンジスタ１１のONタイミングを生成することが
出来る。こうした装置のスイツチングトランジス
タ１１のON期間長を徐々に短くしたときの動作
波形を第４図に示す。

尚、本実施例ではスイツチングトランジスタ１
１のコレクタ電圧との比較レベルとしてコレクタ
電圧の積分電圧を利用したが、これは、一定レベ
ルの定電圧でも良いし、例えば加熱コイル９とバ
イパスコンデンサ８の間の電圧でも良い。

また本実施例ではインバータ回路内のスイツチ
ング素子として単方向性のスイツチングトランジ
スタを用いているが第５図のようにFET等の双
方向導通素子３５を用いることで、ダイオード１
２を省略することも考えられる。即ち本発明のよ
うにスイツチング素子の端子間電圧の零電圧、又
は最小電圧が検出出来る構成では共振期間後のダ
イオード電流、つまり帰還電流をこの双方向導通
素子３５を通して流すことが出来る。

尚、こうした双方向導通素子３５としては上記
FET（MOS型、接合型を含む）の他にSIT（静電
誘導トランジスタ）等も使用出来る。

(ト) 発明の効果 以上述べた如く、本発明誘導加熱装置は共振検
出手段で共振電圧が所定電圧より低くなつてから
スイツチング素子をONさせるまでの遅延時間を
制御回路での入力制御レベルを小さくするにつれ
て大きくするよう変化させているので、インバー
タ回路の発振出力を変えるため、スイツチング素
子のON時間を変化させても常に端子間電圧が最
小又は零のときにスイツチング素子がONされ、
スイツチングロスが少く、加熱効率の高い誘導加
熱装置が提供される。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明誘導加熱装置の回路ブロツク
図、第２図は一般的なインバータ回路の回路図、
第３図はコントロール回路の回路図、第４図は本
発明装置の動作を説明するための波形図、第５図
は本発明誘導加熱装置の他の実施例回路ブロツク
図である。 ５……交流電源、６……整流回路、８……バイ
パスコンデンサ、９……誘導加熱コイル、１０…
…共振コンデンサ、１１……スイツチングトラン
ジスタ、１２……ダイオード、１３……インバー
タ回路、２２……可変抵抗、２１，２４，２６…
…コンデンサ、２３，２５，３０，３２……コン
パレータ、２７，２９，３０……抵抗、２８……
ダイオード、３３……微分回路、３４……トラン
ジスタ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 直流電源と、この直流電源に結合された誘導
   加熱コイルと、この誘導加熱コイルとともに共振
   回路を為す共振コンデンサと、上記共振回路に結
   ばれ、この共振回路に共振電流を生成するための
   スイツチング素子と、から成り、上記スイツチン
   グ素子をON、OFF制御することにより上記共振
   回路に振動電流を生ぜしめるインバータ回路を有
   する誘導加熱装置において、上記スイツチング素
   子のON時間長を調整してインバータへの入力を
   可変制御する制御回路と、上記共振回路での共振
   時、スイツチング素子の端子間電圧が所定電圧以
   下になつた事を検出する共振検出手段と、この共
   振検出手段での検出後、所定時間遅延を行つてか
   らスイツチング素子をONせしめるためのタイミ
   ング信号を生成するONタイミング生成手段と、
   を設け、上記ONタイミング生成手段での遅延は
   制御回路での入力制御レベルが小さくなるにつれ
   て大きくすることを特徴とした誘導加熱装置。