JPH05316729A

JPH05316729A - 電源制御装置

Info

Publication number: JPH05316729A
Application number: JP12406992A
Authority: JP
Inventors: Masanobu Takahama; 昌信高濱
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1992-04-17
Filing date: 1992-04-17
Publication date: 1993-11-26

Abstract

(57)【要約】【目的】他励式フライバック型スイッチング電源の起
動時におけるトランスの飽和を防止する。【構成】起動／定常切換信号発生器５の出力がＬレベ
ルの場合、三角波発生器６において、低周波数ｆ₁の三
角波がコンパレータ７の反転入力端子に出力されるとと
もに、スイッチＳＷにおいて、端子ｂが選択され、パル
ス幅制限回路４より出力される低い電圧がコンパレータ
７の非反転入力端子に入力される。三角波発生器６より
コンパレータ７の反転入力端子に入力される三角波は、
波形の下の部分（電圧の低い部分）が広がっているの
で、コンパレータ７において、低周波数ｆ₁で、周期に
対するパルス幅の割合が小さいパルスが、その出力端子
よりドライブ回路８を介してＦＥＴ９に供給され、ＦＥ
Ｔ９がＯＮ／ＯＦＦされる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、他励式フライバック型
スイッチング電源に用いて好適な電源制御装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】図１５は、従来の他励式フライバック型
スイッチング電源の一例の構成を示すブロック図であ
る。トランス２の１次側コイルＬ_Pは、スイッチ４２を
介して電源（直流電源）ｖ_iと並列に接続されている。
スイッチ４２は、制御回路４２の出力するパルス（ＰＷ
Ｍ波）に対応してＯＮ／ＯＦＦし、トランス２の１次側
コイルＬ_Pに流れる電流ｉ_Pを制御（ＯＮ／ＯＦＦ）す
る。

【０００３】トランス２の２次側コイルＬ_Sは、ダイオ
ードＤ₁を介して電流平滑用のコンデンサＣ₁と並列に接
続されている。ダイオードＤ₁は、トランス２の２次側
コイルＬ_Sに流れる電流ｉ_Sを整流するためのダイオード
で、そのアノードがトランス２の２次側コイルＬ_Sの一
端に接続され、そのカソードがコンデンサＣ₁の一端に
接続されている。

【０００４】制御回路４１は、ダイオードＤ₁とコンデ
ンサＣ₁との接続点の電圧ｖ_oを監視し、この電圧ｖ_oが
所定の値Ｖになるように、スイッチ４２をＯＮ／ＯＦＦ
するパルスの幅を変えて、スイッチ４２に出力する。

【０００５】なお、この他励式フライバック型スイッチ
ング電源においては、スイッチ４２をＯＮ／ＯＦＦする
パルスの周期は一定であり、従ってスイッチ４２がＯＮ
／ＯＦＦ動作することにより電源にのるノイズ（スイッ
チングによるノイズ）の周波数も一定周波数だけにな
る。よって、容易にこのノイズを除去することができ、
ノイズののっていない電圧（電流）を提供することがで
きる。

【０００６】このように構成される他励式フライバック
型スイッチング電源では、スイッチ４２がＯＮ状態のと
き、コイルＬ_Pの両端に電圧ｖ_iがかかり、ｉ_P＝（１／Ｌ_P）∫ｖ_iｄｔ＝（ｖ_i／Ｌ_P）ｔ（１）にしたがった電流ｉ_Pが流れ、トランス２内（コイルＬ_P
内およびコイルＬ_S内）に磁束が発生する。

【０００７】スイッチ４２がＯＦＦ状態になると、コイ
ルＬ_Pには電流が流れなくなり、トランス２内に発生し
た磁束が減少し始めるが、この磁束の変化（減少）に逆
らうように、コイルＬ_Sに電圧（逆起電力）が発生し、コイルＬ_S→ダイオードＤ₁→コンデンサＣ₁→コイルＬ_S の順番で、ｉ_S＝−（１／Ｌ_S）∫（ｖ_O＋ｖ_F）ｄｔ＝−（（ｖ_O＋ｖ_F）／Ｌ_S）ｔ（２）にしたがった電流ｉ_Sが流れる。なお、電圧ｖ_Fは、ダイ
オードＤ₁における電圧降下、電圧ｖ_Oは、コンデンサＣ
₁の両端の電圧である。

【０００８】従って、図１６に示すように、スイッチ４
２がＯＮ状態のときは、トランス２の１次側コイルＬ_P
に、単位時間あたりｖ_i／Ｌ_Pずつ増加する電流ｉ_Pが流
れ、スイッチ４２がＯＦＦ状態のときは、トランス２の
２次側コイルＬ_Sに、単位時間あたり（ｖ_O＋ｖ_F）／Ｌ_P
ずつ減少する電流ｉ_Sが流れる。

【０００９】トランス２の２次側に流れる電流（リップ
ル電流）ｉ_Sは、コンデンサＣ₁で平滑化されて、出力端
子１０に接続される装置に供給される。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図１５の他
励式フライバック型スイッチング電源の起動直後におい
ては、平滑用のコンデンサＣ₁にほとんど電荷がチャー
ジされていないので、即ち、ｖ_O≒０であるから、スイッチ４２がＯＦＦ状態のときコイルＬ
_Sを流れる電流ｉ_Sは、式（２）より、ｉ_S＝−（ｖ_F／Ｌ_S）ｔ（３）となる。電圧ｖ_Fは、ダイオードＤ₁における電圧降下分
であるから、約０．７Ｖ前後であり、従って電流ｉ
_Sは、スイッチ４２のＯＦＦ期間中にほとんど減少しな
い。

【００１１】よって、再びスイッチ４２がＯＮ状態にな
ると、コイルＬ_Pにおいては、電流ｉ_SがコイルＬ_Sを流
れることによりトランス２内に発生していた磁束に対応
する電流ｉが、コイルＬ_Pに電圧ｖ_iがかかることにより
流れる電流に重畳された、大きな電流ｉ_Pが流れること
になる。

【００１２】コンデンサＣ₁は平滑用のコンデンサであ
るから、その容量は大きく、従ってコンデンサＣ₁に電
荷がチャージされるまでに時間がかかるので、この間に
上述した動作が繰り返され（図１７）、コイルＬ_Pに大
電流ｉ_Pが流れてトランス２が飽和し、装置が破壊され
る課題があった。

【００１３】そこで、コイルＬ_Pのインダクタンスを大
きくして、そこに流れる電流ｉ_Pを制限し、トランス２
の飽和を防止する方法がある。しかしながら、コイルＬ
_Pのインダクタンスを大きくするためには、コイルＬ_Pを
物理的に大きく構成しなければならず、装置が大型化す
る課題があった。

【００１４】本発明は、このような状況に鑑みてなされ
たものであり、装置が破壊されることを防止するととも
に、装置を小型に構成することができるようにするもの
である。

【００１５】

【課題を解決するための手段】請求項１に記載の電源制
御装置は、他励式フライバック型スイッチング電源の１
次側コイルＬ_Pに流れる電流をスイッチングする、例え
ば電界効果トランジスタ９などのスイッチング素子に与
えるパルスの周期を起動時と定常時とで２段階に切り換
えるパルス周期切換手段としての起動／定常切換信号発
生器５（抵抗Ｒ₃₁乃至Ｒ₃₃、コンデンサＣ₃₁、電源
Ｖ_R、およびコンパレータ２１、または抵抗Ｒ₄ ₁、抵抗
Ｒ₄₂、電源Ｖ_TH、およびコンパレータ３１）、三角波発
生器６、並びにコンパレータ７を備えることを特徴とす
る。

【００１６】この電源制御装置は、起動時に、電界効果
トランジスタ９に与えるパルスの周期に対するパルスの
幅の割合を制御するパルス幅制御手段としてのパルス幅
制限回路４（抵抗Ｒ₂₁およびコンデンサＣ₂₁、または電
源Ｖ_L）、スイッチＳＷ、並びにコンパレータ７をさら
に備えることができる。

【００１７】

【作用】請求項１に記載の電源制御装置においては、他
励式フライバック型スイッチング電源の１次側コイルＬ
_Pに流れる電流をスイッチングする電界効果トランジス
タ９に与えるパルスの周期を起動時と定常時とで２段階
に切り換える。従って、他励式フライバック型スイッチ
ング電源を起動するときに、１次側コイルＬ_Pに大電流
が流れて装置が破壊されることが防止される。

【００１８】起動時に、電界効果トランジスタ９に与え
るパルスの周期に対するパルスの幅の割合を制御する場
合においては、装置が破壊されることが防止される。

【００１９】

【実施例】図１は、本発明の電源制御装置を応用した他
励式フライバック型スイッチング電源の一実施例の構成
を示すブロック図である。図１５における場合と対応す
る部分については、同一の符号を付してある。電源１
は、例えば図２に示すような、直流電源（図２
（ａ））、交流電源１２の出力をダイオードＤ₁₁乃至Ｄ
₁₄からなるダイオードブリッジで全波整流してコンデン
サＣ₁₂で平滑するコンデンサインプット型電源（図２
（ｂ））、またはコンデンサインプット型電源の平滑用
のコンデンサＣ₁₂を取り去った力率改善型電源（図２
（ｃ））などであり、トランス２の１次側コイルＬ
_Pと、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）９を介して並列
に接続しており、直流電圧ｖ_iを出力する。

【００２０】図２（ａ）の直流電源においては、直流電
源１１とバイパス用のコンデンサＣ₁₁が並列に接続され
ており、直流電源１１にのっているノイズがコンデンサ
Ｃ₁₁により除去されて出力されるようになっている。図
２（ｂ）のコンデンサインプット型電源においては、交
流電源１２の出力にのっているノイズがノイズフィルタ
１３で除去され、ノイズフィルタ１３の出力が、ダイオ
ードＤ₁₁乃至Ｄ₁₄からなるダイオードブリッジで全波整
流され、コンデンサＣ₁₂で平滑されて出力されるように
なっている。図２（ｃ）の力率改善型電源においては、
その構成が図２（ｂ）のコンデンサインプット型電源の
平滑用のコンデンサＣ₁₂を取り去ったものになってお
り、コンデンサインプット型電源と比べ、出力の力率が
大きくなるようになっている。

【００２１】なお、図２（ｂ）または図２（ｃ）に示す
ダイオードブリッジにおいては、ダイオードＤ₁₁のカソ
ードとダイオードＤ₁₂のアノード、ダイオードＤ₁₂のカ
ソードとダイオードＤ₁₃のカソード、ダイオードＤ₁₃の
アノードとダイオードＤ₁₄のカソード、ダイオードＤ₁₄
のアノードとダイオードＤ₁₁のアノードがそれぞれ接続
されており、ダイオードＤ₁₁およびＤ₁₂の接続点と、ダ
イオードＤ₁₃およびＤ₁₄の接続点とに、ノイズフィルタ
１３を介して交流電源１２の電圧が印加されており、全
波整流した出力が、ダイオードＤ₁₂およびＤ₁₃の接続点
と、ダイオードＤ₁₁およびＤ₁₄の接続点とから得られる
ようになっている。

【００２２】ＦＥＴ９は、図１５におけるスイッチ４２
に対応するもので、そのドレインがトランス２の１次側
コイルＬ_Pの一端に、そのソースが電源の一端にそれぞ
れ接続されており、そのゲートはドライブ回路８に接続
されている。ＦＥＴ９は、ドライブ回路８よりそのゲー
トに供給されるドライブパルスに対応してＯＮ／ＯＦＦ
し、コイルＬ_Pに流れる電流ｉ_pを制御（ＯＮ／ＯＦＦ）
する。

【００２３】抵抗Ｒ₁およびＲ₂は直列に接続されてお
り、抵抗Ｒ₁の、抵抗Ｒ₂と接続されていない方の一端
は、ダイオードＤ₁とコンデンサＣ₁との接続点に接続さ
れている。抵抗Ｒ₂の、抵抗Ｒ₁と接続されていない方の
一端はグランドに接続されている。従って、抵抗Ｒ₁と
抵抗Ｒ₂からなる直列回路は、ダイオードＤ₁とコンデン
サＣ₁との接続点の電圧ｖ_Oを分圧する。

【００２４】誤差増幅器３は、その反転入力端子が抵抗
Ｒ₁と抵抗Ｒ₂との接続点に、その非反転入力端子が電源
Ｖ_refを介してグランドに、それぞれ接続されている。
抵抗Ｒ₃は、その一端が誤差増幅器３の反転入力端子
に、他端が誤差増幅器３の出力端子に、それぞれ接続さ
れており、誤差増幅器３の出力を負帰還する。従って、
誤差増幅器３および抵抗Ｒ₃からなる回路は、電圧Ｖ_ref
と、電圧ｖ_Oが抵抗Ｒ₁と抵抗Ｒ₂とで分圧された電圧と
の差分を増幅する。

【００２５】スイッチＳＷは、起動／定常切換信号発生
器５に制御され、誤差増幅器３の出力端子と接続されて
いる端子ａ、またはパルス幅制限回路４の出力端子と接
続されている端子ｂのうちの一方を選択し、コンパレー
タ７の非反転入力端子に接続する。

【００２６】起動／定常切換信号発生器５は、例えば図
３に示すように抵抗Ｒ₃₁乃至Ｒ₃₃、コンデンサＣ₃₁、電
源Ｖ_R、およびコンパレータ２１から構成され、スイッ
チＳＷおよび三角波発生器６を制御する。抵抗Ｒ₃₁およ
びＲ₃₂は直列に接続されており、その接続点はコンパレ
ータ２１の反転入力端子に接続されている。抵抗Ｒ₃₃と
コンデンサＣ₃₁は直列に接続されており、その接続点
は、コンパレータ２１の非反転入力端子に接続されてい
る。抵抗Ｒ₃₁の、抵抗Ｒ₃₂と接続されていない方の一
端、または抵抗Ｒ₃₃の、コンデンサＣ₃₁と接続されてい
ない方の一端は、電源Ｖ_Rの＋端子にそれぞれ接続され
ている。抵抗Ｒ₃₂の、抵抗Ｒ₃₁と接続されていない方の
一端、コンデンサＣ₃₁の、抵抗Ｒ₃₃と接続されていない
方の一端、または電源Ｖ_Rの−端子は、それぞれグラン
ドに接続されている。

【００２７】パルス幅制限回路４は、例えば図４に示す
ように、抵抗Ｒ₂₁およびコンデンサＣ₂₁より構成され
る。コンデンサＣ₂₁の一端は、スイッチＳＷの端子ｂと
接続されており、その他端はグランドと接続されてい
る。抵抗Ｒ₂₁の一端は、誤差増幅器３の出力端子と接続
されており、その他端は、スイッチＳＷの端子ｂとコン
デンサＣ₂₁との接続点に接続されている。

【００２８】三角波発生器６は、起動／定常切換信号発
生器５に制御され、低周波数ｆ₁の三角波、または高周
波数ｆ₂の三角波を発生（発振）し、コンパレータ７の
反転入力端子に出力する。

【００２９】コンパレータ７は、スイッチＳＷを介して
その非反転入力端子に入力される、誤差増幅器３の出
力、またはパルス幅制限回路４の出力と、その反転入力
端子に入力される、三角波発生器６より出力される三角
波とを比較し、その非反転入力端子に入力された信号電
圧の方が、その反転入力端子に入力された信号（三角
波）電圧より大きい場合、所定の正電圧（パルス）をド
ライブ回路８に出力する。

【００３０】ドライブ回路８は、コンパレータ７より出
力されるパルスに対応して、ＦＥＴ９のゲートにドライ
ブパルスを供給する。

【００３１】なお、電源Ｖ_ref（図１）および電源Ｖ
_R（図３）は、装置の動作開始とともに電圧を発生する
ようになっている。

【００３２】次に、その動作について説明する。装置が
起動されると、電源Ｖ_ref（図１）および電源Ｖ_R（図
３）が電圧の発生を開始する。起動／定常切換信号発生
器５（図３）において、電圧Ｖ_Rが、抵抗Ｒ₃₁と抵抗Ｒ
₃₃に印加される。抵抗Ｒ₃₁に印加された電圧Ｖ_Rは、抵
抗Ｒ₃₁と抵抗Ｒ₃₂とで分圧され、コンパレータ２１の反
転入力端子に印加される。一方、コンパレータ２１の非
反転入力端子に印加される、抵抗Ｒ₃₃とコンデンサＣ₃₁
の接続点の電圧は、コンデンサＣ₃₁の遅延作用でゆっく
りと上昇していく。

【００３３】即ち、コンパレータ２１の反転入力端子
（点Ｈ）と非反転入力端子（点Ｇ）には、図５（ａ）に
示す電圧が印加される。従って、コンパレータ２１の出
力は、装置を起動してから所定の時間Ｔ₀までＬレベル
で、その後、Ｈレベルになる（図５（ｂ））。

【００３４】起動／定常切換信号発生器５の出力がＬレ
ベルの場合（装置を起動してから時間Ｔ₀まで）（装置
の起動時）、三角波発生器６において、低周波数ｆ₁の
三角波がコンパレータ７の反転入力端子に出力されると
ともに、スイッチＳＷにおいて、端子ｂが選択される。
また、起動／定常切換信号発生器５の出力がＨレベルの
場合、三角波発生器６において、高周波数ｆ₂の三角波
がコンパレータ７の反転入力端子に出力されるととも
に、スイッチＳＷにおいて端子ａが選択される。

【００３５】一方、誤差増幅器３において、装置の起動
直後に、その非反転入力端子に電圧Ｖ_refが印加され
る。装置の起動直後に誤差増幅器３の反転入力端子に印
加される、電圧ｖ_Oが抵抗Ｒ₁と抵抗Ｒ₂とで分圧された
電圧は、前述したようにコンデンサＣ₁に電荷がほとん
どチャージされておらずほぼ０Ｖであるから、誤差増幅
器３および抵抗Ｒ₃からなる回路において、電圧Ｖ_refが
増幅されて、スイッチＳＷの端子ａ（点Ａ）に出力され
る。

【００３６】スイッチＳＷの端子ａにおける電圧は、パ
ルス幅制限回路（図４）の抵抗Ｒ₂₁に印加され、この電
圧は、抵抗Ｒ₂₁とコンデンサＣ₂₁とで分圧されてスイッ
チＳＷの端子ｂ（点Ｂ）に出力される。なお、スイッチ
ＳＷの端子ｂ（点Ｂ）に出力される電圧は、コンデンサ
Ｃ₂₁の遅延作用により、誤差増幅器３の出力電圧までゆ
っくりと上昇していく（図６）。

【００３７】装置の起動直後においては、コンパレータ
７の反転入力端子（点Ｄ）には、上述したように、三角
波発生器６から出力された低周波数ｆ₁の三角波（図
７）が入力されており、その非反転入力端子（点Ｃ）に
は、スイッチＳＷで選択された端子ｂを介してパルス幅
制限回路４より出力された、ゆっくりと上昇していく電
圧（図６または図７）が印加されている。

【００３８】従って、コンパレータ７の出力端子（点
Ｅ）から、図８に示すような低周波数ｆ₁で、周期に対
するパルス幅の割合が徐々に大きくなるパルスがドライ
ブ回路８に出力される。

【００３９】ドライブ回路８において、コンパレータ７
より出力されたパルスに対応した、ＦＥＴ９をドライブ
（ＯＮ／ＯＦＦ）するためのドライブパルスがＦＥＴ９
のゲートに供給される。ＦＥＴ９において、そのゲート
に印加された、低周波数ｆ₁で、周期に対するパルス幅
の割合が徐々に大きくなるドライブパルス（図８）に対
応して、そのドレインとソース間がＯＮ／ＯＦＦされ
る。

【００４０】ＦＥＴ９がＯＮ状態のとき、電源１により
印加される電圧ｖ_iがコイルＬ_Pの両端にかかり、式
（１）にしたがった電流ｉ_Pが流れ、トランス２内（コ
イルＬ_P内およびコイルＬ_S内）に磁束が発生する。

【００４１】ＦＥＴ９がＯＦＦ状態になると、コイルＬ
_Pには電流が流れなくなり、トランス２内に発生した磁
束が減少し始めるが、この磁束の変化（減少）に逆らう
ように、コイルＬ_Sに電圧（逆起電力）が発生し、コイルＬ_S→ダイオードＤ₁→コンデンサＣ₁→コイルＬ_S の順番で、式（２）にしたがった電流ｉ_Sが流れる。

【００４２】ここで、前述したように、装置の起動直後
においては、電流平滑用のコンデンサＣ₁に電荷がほと
んどチャージされていないので、ＦＥＴ９がＯＦＦ状態
のときコイルＬ_Sを流れる電流ｉ_Sは、式（２）における
電圧ｖ_Oを０にした式（３）にしたがって流れるが、Ｆ
ＥＴ９のゲートに供給されたドライブパルスは、低周波
数ｆ₁で、周期に対するパルス幅の割合が小さいので、
ＦＥＴ９のＯＦＦ期間が長く、従って、電流ｉ_Sは、こ
のＯＦＦ期間中に充分減少する。

【００４３】電流ｉ_Sが減少するとともに、この電流ｉ_S
がコイルＬ_Sを流れることによりトランス２（コイル
Ｌ_S）内に発生していた磁束も減少する。再びＦＥＴ９
がＯＮ状態になると、コイルＬ_Pにおいては、トランス
２（コイルＬ_S）内に発生している、充分減少した磁束
に対応する電流ｉが、コイルＬ_Pに電源１の電圧ｖ_iがか
かることにより流れる電流に重畳された、電流ｉ_Pが流
れる。

【００４４】以上の動作が装置を起動後、時間Ｔ₀まで
繰り返され、コンデンサＣ₁に所定量の電荷がチャージ
される。なお、時間Ｔ₀は、抵抗Ｒ₃₁もしくは抵抗
Ｒ₃₂、または抵抗Ｒ₃₃もしくはコンデンサＣ₃₁の値を変
化させることにより変更することができ、コンデンサＣ
₁の容量に対応して設定される。

【００４５】装置の起動後、所定の時間Ｔ₀だけ経つ
と、起動／定常切換信号発生器５（図３）のコンデンサ
Ｃ₃₁の電圧（点Ｇ）が、抵抗Ｒ₃₁と抵抗Ｒ₃₂との接続点
の電圧（点Ｈ）を越え（図５（ａ））、コンパレータ２
１の出力、即ち起動／定常切換信号発生器５の出力がＨ
レベルになる（図５（ｂ））。

【００４６】起動／定常切換信号発生器５の出力がＨレ
ベルになると、前述したように、三角波発生器６におい
て、高周波数ｆ₂の三角波（図７）がコンパレータ７の
反転入力端子（点Ｄ）に出力されるとともに、スイッチ
ＳＷにおいて、端子ａが選択される。

【００４７】誤差増幅器３および抵抗Ｒ₃からなる回路
において、誤差増幅器３の反転入力端子に印加されてい
る、装置の起動時にコンデンサＣ₁にチャージされた電
荷に対応する電圧ｖ_Oが抵抗Ｒ₁と抵抗Ｒ₂とで分圧され
た電圧と、その非反転入力端子に印加されている電圧Ｖ
_refとの差分、即ち所定の基準電圧Ｖ_REGに対する電圧ｖ
_Oの誤差（誤差電圧）（図７）が増幅され、スイッチＳ
Ｗの端子ａを介してコンパレータ７の非反転入力端子
（点Ｃ）に供給される。

【００４８】一方、前述したように、三角波発生器６に
おいて、高周波数ｆ₂の三角波（図７７）がコンパレー
タ７の反転入力端子（点Ｃ）に出力されている。従っ
て、起動／定常切換信号発生器５の出力がＨレベルにな
ると（装置が起動されてから時間Ｔ₀だけ経った後）、
コンパレータ７において、その出力端子（点Ｅ）から、
図８に示すような高周波数ｆ₂のパルスがドライブ回路
８に出力される。

【００４９】ドライブ回路８において、コンパレータ７
より出力されたパルスに対応した、ＦＥＴ９をドライブ
（ＯＮ／ＯＦＦ）するためのドライブパルスがＦＥＴ９
のゲートに供給される。ＦＥＴ９において、そのゲート
に印加された、高周波数ｆ₂のドライブパルス（図８）
に対応して、そのドレインとソース間がＯＮ／ＯＦＦさ
れる。

【００５０】ＦＥＴ９がＯＮ状態のとき、電源１により
印加される電圧ｖ_iがコイルＬ_Pの両端にかかり、式
（１）にしたがった電流ｉ_Pが流れ、トランス２内（コ
イルＬ_P内およびコイルＬ_S内）に磁束が発生する。

【００５１】ＦＥＴ９がＯＦＦ状態になると、コイルＬ
_Pには電流が流れなくなり、トランス２内に発生した磁
束が減少し始めるが、この磁束の変化（減少）に逆らう
ように、コイルＬ_Sに電圧（逆起電力）が発生し、コイルＬ_S→ダイオードＤ₁→コンデンサＣ₁→コイルＬ_S の順番で、式（２）にしたがった電流ｉ_Sが流れる。

【００５２】以上のようにして、図１６に示したよう
な、ＦＥＴ９がＯＮ状態のときは、トランス２の１次側
コイルＬ_Pに、単位時間あたりｖ_i／Ｌ_Pずつ増加する電
流ｉ_Pが流れ、ＦＥＴ９がＯＦＦ状態のときは、トラン
ス２の２次側コイルＬ_Sに、単位時間あたり（ｖ_O＋
ｖ_F）／Ｌ_Pずつ減少する電流ｉ_Sが流れる。

【００５３】トランス２の２次側に流れる電流（リップ
ル電流）ｉ_Sは、コンデンサＣ₁で平滑化されて、出力端
子１０に接続される装置に供給される。

【００５４】なお、出力端子１０に重い負荷（負荷の重
い装置）が接続されている場合、その負荷に多くの電流
が流れ、コンデンサＣ₁の両端の電圧ｖ_Oが降下する。す
ると、抵抗Ｒ₁を介して誤差増幅器３の反転入力端子に
入力される電圧ｖ_Oに対応する電圧が降下するので、誤
差増幅器３より、スイッチＳＷを介してコンパレータ７
の非反転入力端子（点Ｃ）に出力される電圧は高くな
る。一方、三角波発生器６よりコンパレータ７の反転入
力端子（点Ｄ）に出力される三角波は波形の上の部分
（電圧の高い部分）が尖っているので、コンパレータ７
において、高周波数ｆ₂で、周期に対するパルス幅の割
合が大きいパルスが、その出力端子よりドライブ回路８
に出力される。ドライブ回路８において、コンパレータ
７より出力されたパルスに対応した、ＦＥＴ９をドライ
ブ（ＯＮ／ＯＦＦ）するためのドライブパルスがＦＥＴ
９のゲートに供給され、ＦＥＴ９において、そのゲート
に印加された、高周波数ｆ₂で、周期に対するパルス幅
の割合が大きいドライブパルスに対応して、そのドレイ
ンとソース間がＯＮ／ＯＦＦされる。

【００５５】従って、電流ｉ_PがコイルＬ_Pに流れている
時間が多くなるので、コイルＬ_Sに流れる電流ｉ_Sが増加
し、重い負荷が出力端子１０に接続されることにより降
下したコンデンサＣ₁の両端の電圧ｖ_Oが上昇する。

【００５６】また、出力端子１０に軽い負荷（負荷の軽
い装置）が接続されている場合、その負荷には、ほとん
ど電流が流れないので、コンデンサＣ₁の両端の電圧ｖ_O
が上昇する。すると、抵抗Ｒ₁を介して誤差増幅器３の
反転入力端子に入力される電圧ｖ_Oに対応する電圧が上
昇するので、誤差増幅器３より、スイッチＳＷを介して
コンパレータ７の非反転入力端子（点Ｃ）に出力される
電圧は低くなる。一方、三角波発生器６より、コンパレ
ータ７の反転入力端子（点Ｄ）に出力される三角波は、
波形の下の部分（電圧の低い部分）が広がっているの
で、コンパレータ７において、高周波数ｆ₂で、周期に
対するパルス幅の割合が小さいパルスが、その出力端子
よりドライブ回路８に出力される。ドライブ回路８にお
いて、コンパレータ７より出力されたパルスに対応し
た、ＦＥＴ９をドライブ（ＯＮ／ＯＦＦ）するためのド
ライブパルスが、ＦＥＴ９のゲートに供給され、ＦＥＴ
９において、そのゲートに印加された、高周波数ｆ
₂で、周期に対するパルス幅の割合が小さいドライブパ
ルスに対応して、そのドレインとソース間がＯＮ／ＯＦ
Ｆされる。

【００５７】従って、電流ｉ_PがコイルＬ_Pに流れている
時間が短くなるので、コイルＬ_Sに流れる電流ｉ_Sが減少
し、軽い負荷が出力端子１０に接続されることにより上
昇したコンデンサＣ₁の両端の電圧ｖ_Oが降下する。

【００５８】次に、図９は、本発明の電源制御装置を応
用した他励式フライバック型スイッチング電源の第２実
施例の構成を示すブロック図である。図１または図１５
における場合と対応する部分については、同一の符号を
付してある。抵抗Ｒ₄₁およびＲ₄₂は直列に接続されてお
り、抵抗Ｒ₄₁の、抵抗Ｒ₄₂と接続されていない方の一端
は、抵抗Ｒ₁とコンデンサＣ₁との接続点に接続されてい
る。抵抗Ｒ₄₂の、抵抗Ｒ₁と接続されていない方の一端
はグランドに接続されている。従って、抵抗Ｒ₄ ₁と抵抗
Ｒ₄₂からなる直列回路は、コンデンサＣ₁の両端の電圧
ｖ_Oを分圧する。抵抗Ｒ₄₁と抵抗Ｒ₄₂との接続点は、コ
ンパレータ３１の非反転入力端子に接続されており、コ
ンパレータ３１の反転入力端子は、電源Ｖ_THを介してグ
ランドに接続されている。

【００５９】抵抗Ｒ₄₁，Ｒ₄₂、電源Ｖ_TH、およびコンパ
レータ３１より構成される回路は、図１の起動／定常切
換信号発生器５に対応するもので、コンパレータ３１の
出力がＬレベルの場合（装置の起動時）、三角波発生器
６において、低周波数ｆ₁の三角波がコンパレータ７の
反転入力端子に出力されるとともに、スイッチＳＷにお
いて、端子ｂが選択される。また、コンパレータ３１の
出力がＨレベルの場合、三角波発生器６において、高周
波数ｆ₂の三角波がコンパレータ７の反転入力端子に出
力されるとともに、スイッチＳＷにおいて、端子ａが選
択される。

【００６０】スイッチＳＷの端子ｂは、電源Ｖ_Lを介し
てグランドに接続されている。なお、電源Ｖ_Lは、図１
のパルス幅制限回路４に対応するものである。

【００６１】次に、その動作について説明する。装置の
起動直後においては、前述したようにコンデンサＣ₁に
電荷がほとんどチャージされておらず、電圧ｖ_Oはほと
んど０Ｖになっている。従って、その電圧ｖ_Oが抵抗Ｒ
₄₁と抵抗Ｒ₄₂とで分圧された電圧（図１０）もほとんど
０Ｖであり、コンパレータ３１の非反転入力端子（点
Ｉ）には、ほとんど０Ｖの電圧が印加される。一方、コ
ンパレータ３１の反転入力端子（点Ｊ）には、電圧（正
の電圧）Ｖ_THが印加されているので、その出力はＬレベ
ルになる（図１４）。

【００６２】よって、装置の起動直後においては、三角
波発生器６において、低周波数ｆ₁の三角波がコンパレ
ータ７の反転入力端子に出力されるとともに、スイッチ
ＳＷにおいて、端子ｂが選択される。

【００６３】スイッチＳＷにおいて、端子ｂ（点Ｂ）が
選択されると、コンパレータ７の非反転入力端子（点
Ｃ）には、電圧Ｖ_L（図１１または図１２）が印加され
る。また、コンパレータ７の反転入力端子（点Ｄ）に
は、三角波発生器６から出力された低周波数ｆ₁の三角
波（図１２）が入力されているので、そのコンパレータ
７の出力端子（点Ｅ）から、図１３に示すような低周波
数ｆ₁で、周期に対するパルス幅の割合が小さいパルス
がドライブ回路８に出力される。

【００６４】ドライブ回路８において、コンパレータ７
より出力されたパルスに対応した、ＦＥＴ９をドライブ
（ＯＮ／ＯＦＦ）するためのドライブパルスがＦＥＴ９
のゲートに供給される。ＦＥＴ９において、そのゲート
に印加された、低周波数ｆ₁で、周期に対するパルス幅
の割合が小さいドライブパルス（図１３）に対応して、
そのドレインとソース間がＯＮ／ＯＦＦされる。

【００６５】ＦＥＴ９がＯＮ状態のとき、電源１により
印加される電圧ｖ_iがコイルＬ_Pの両端にかかり、式
（１）にしたがった電流ｉ_Pが流れ、トランス２内（コ
イルＬ_P内およびコイルＬ_S内）に磁束が発生する。

【００６６】ＦＥＴ９がＯＦＦ状態になると、コイルＬ
_Pには電流が流れなくなり、トランス２内に発生した磁
束が減少し始めるが、この磁束の変化（減少）に逆らう
ように、コイルＬ_Sに電圧（逆起電力）が発生し、コイルＬ_S→ダイオードＤ₁→コンデンサＣ₁→コイルＬ_S の順番で、式（２）にしたがった電流ｉ_Sが流れる。

【００６７】ここで、前述したように、装置の起動直後
においては、電流平滑用のコンデンサＣ₁に電荷がチャ
ージされていないので、ＦＥＴ９がＯＦＦ状態のときコ
イルＬ_Sを流れる電流ｉ_Sは、式（２）におけるｖ_Oを０
にした式（３）にしたがって流れるが、ＦＥＴ９のゲー
トに供給されたドライブパルスは、低周波数ｆ₁で、周
期に対するパルス幅の割合が小さいので、ＦＥＴ９のＯ
ＦＦ期間が長く、従って、電流ｉ_Sは、このＯＦＦ期間
中に充分減少する。

【００６８】電流ｉ_Sが減少するとともに、この電流ｉ_S
がコイルＬ_Sを流れることによりトランス２（コイル
Ｌ_S）内に発生していた磁束も減少する。再びＦＥＴ９
がＯＮ状態になると、コイルＬ_Pにおいては、トランス
２（コイルＬ_S）内に発生している、充分減少した磁束
に対応する電流ｉが、コイルＬ_Pに電源１の電圧ｖ_iがか
かることにより流れる電流に重畳された、電流ｉ_Pが流
れる。

【００６９】装置の起動後、以上の動作が繰り返され、
コンデンサＣ₁に徐々に電荷がチャージされる。従っ
て、コンデンサＣ₁の両端の電圧ｖ_Oが上昇し、抵抗Ｒ₄₁
と抵抗Ｒ₄₂との接続点の電圧、即ちコンパレータ３１の
非反転入力端子（点Ｉ）に印加される電圧が、その反転
入力端子（点Ｊ）に印加されている電圧Ｖ_THを越え（図
１０）、コンパレータ３１の出力がＨレベルになる（図
１４）。

【００７０】コンパレータ３１の出力がＨレベルになる
と、三角波発生器６において、高周波数ｆ₂の三角波
（図１２）がコンパレータ７の反転入力端子（点Ｄ）に
出力されるとともに、スイッチＳＷにおいて、端子ａが
選択される。

【００７１】ここで、スイッチＳＷの端子ａにおける電
圧、即ち誤差増幅器３の出力電圧は、図１における場合
と同様に、電圧Ｖ_refと、コンデンサＣ₁にチャージされ
た電荷に対応する電圧ｖ_Oが抵抗Ｒ₁と抵抗Ｒ₂とで分圧
された電圧との差分、即ち所定の基準電圧Ｖ_REGに対す
る電圧ｖ_Oの誤差（誤差電圧）が増幅されたものである
（図６または図１１）。

【００７２】従って、コンパレータ３１の出力がＨレベ
ルになると、コンパレータ７の非反転入力端子には、ス
イッチＳＷを介して図１１（図６）に示す誤差増幅器３
の出力電圧が入力され、その反転入力端子には、高周波
数ｆ₂の三角波（図１２）が入力される。

【００７３】すると、コンパレータ７において、図１３
に示す高周波数ｆ₂で、周期に対するパルス幅の割合が
大きいパルスがドライブ回路８に出力される。ドライブ
回路８において、コンパレータ７より出力されたパルス
に対応した、ＦＥＴ９をドライブ（ＯＮ／ＯＦＦ）する
ためのドライブパルスがＦＥＴ９のゲートに供給され
る。ＦＥＴ９において、そのゲートに印加された、高周
波周波数ｆ₂で、周期に対するパルス幅の割合が大きい
ドライブパルス（図１３）に対応して、そのドレインと
ソース間がＯＮ／ＯＦＦされる。

【００７４】ＦＥＴ９がＯＮ状態のとき、電源１により
印加される電圧ｖ_iがコイルＬ_Pの両端にかかり、式
（１）にしたがった電流ｉ_Pが流れ、トランス２内（コ
イルＬ_P内およびコイルＬ_S内）に磁束が発生する。

【００７５】ＦＥＴ９がＯＦＦ状態になると、コイルＬ
_Pには電流が流れなくなり、トランス２内に発生した磁
束が減少し始めるが、この磁束の変化（減少）に逆らう
ように、コイルＬ_Sに電圧（逆起電力）が発生し、コイルＬ_S→ダイオードＤ₁→コンデンサＣ₁→コイルＬ_S の順番で、式（２）にしたがった電流ｉ_Sが流れる。

【００７６】以上のようにして、図１６に示したよう
な、ＦＥＴ９がＯＮ状態のときは、トランス２の１次側
コイルＬ_Pに、単位時間あたりｖ_i／Ｌ_Pずつ増加する電
流ｉ_Pが流れ、ＦＥＴ９がＯＦＦ状態のときは、トラン
ス２の２次側コイルＬ_Sに、単位時間あたり（ｖ_O＋
ｖ_F）／Ｌ_Pずつ減少する電流ｉ_Sが流れる。

【００７７】トランス２の２次側に流れる電流（リップ
ル電流）ｉ_Sは、コンデンサＣ₁で平滑化されて、出力端
子１０に接続される装置に供給される。

【００７８】なお、出力端子１０に接続される装置の負
荷に対応して、電圧ｖ_Oが変化するのを一定値に制御す
る動作については、図１における場合と同様なので説明
を省略する。

【００７９】以上説明したように、他励式フライバック
型スイッチング電源の１次側コイルＬ_Pに流れる電流を
スイッチングする電界効果トランジスタ９に与えるパル
スの周期および周期に対するパルスの幅の割合を起動時
と定常時とで２段階に切り換えるようにしたので、他励
式フライバック型スイッチング電源を起動するときに、
１次側コイルＬ_Pに大電流が流れて装置が破壊されるこ
とが防止される。

【００８０】

【発明の効果】請求項１に記載の電源制御装置によれ
ば、他励式フライバック型スイッチング電源の１次側コ
イルに流れる電流をスイッチングするスイッチング素子
に与えるパルスの周期を起動時と定常時とで２段階に切
り換える。従って、他励式フライバック型スイッチング
電源を起動するときに、その１次側コイルに大電流が流
れて装置が破壊されることが防止される。

【００８１】請求項２に記載の電源制御装置によれば、
起動時に、スイッチング素子に与えるパルスの周期に対
するパルスの幅の割合を制御するようにしたので、装置
が破壊されることが防止される。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の電源制御装置を応用した他励式フライ
バック型スイッチング電源の一実施例の構成を示すブロ
ック図である。

【図２】図１の電源１のより詳細な構成を示す回路図で
ある

【図３】図１の起動／定常切換信号発生器５のより詳細
な回路図である。

【図４】図１のパルス幅制限回路４のより詳細な回路図
である。

【図５】図３のコンパレータ２１に入力される電圧と出
力される電圧の波形図である。

【図６】図１のスイッチＳＷの端子ａと端子ｂにおける
電圧の波形図である。

【図７】図１のコンパレータ７に入力される電圧の波形
図である。

【図８】図１のコンパレータ７より出力される電圧の波
形図である。

【図９】本発明の電源制御装置を応用した他励式フライ
バック型スイッチング電源の第２実施例の構成を示すブ
ロック図である。

【図１０】図９のコンパレータ３１に入力される電圧の
波形図である。

【図１１】図９のスイッチＳＷの端子ａと端子ｂにおけ
る電圧の波形図である。

【図１２】図９のコンパレータ７に入力される電圧の波
形図である。

【図１３】図９のコンパレータ７より出力される電圧の
波形図である。

【図１４】図９のコンパレータ３１より出力される電圧
の波形図である。

【図１５】従来の他励式フライバック型スイッチング電
源の一例の構成を示すブロック図である。

【図１６】図１、図９、または図１５の他励式フライバ
ック型スイッチング電源の定常時において、コイルＬ_P
とコイルＬ_Sに流れる電流の波形図である。

【図１７】図１５の他励式フライバック型スイッチング
電源の起動時において、コイルＬ_PとコイルＬ_Sに流れる
電流の波形図である。

【符号の説明】

１電源２トランス３誤差増幅器４パルス幅制限回路５起動／定常切換信号発生器６三角波発生器７コンパレータ８ドライブ回路９電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）１１直流電源１２交流電源１３ノイズフィルタ２１，３１コンパレータ４１制御回路４２スイッチ

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成４年９月８日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】０００２

【補正方法】変更

【補正内容】

【０００２】

【従来の技術】図１５は、従来の他励式フライバック型
スイッチング電源の一例の構成を示すブロック図であ
る。トランス２の１次側コイルＬ_Pは、スイッチ４２を
介して電源（直流電源）ｖ_iと並列に接続されている。
スイッチ４２は、制御回路４１の出力するパルス（ＰＷ
Ｍ波）に対応してＯＮ／ＯＦＦし、トランス２の１次側
コイルＬ_Pに流れる電流ｉ_Pを制御（ＯＮ／ＯＦＦ）す
る。

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】０００６

【補正方法】変更

【補正内容】

【０００６】このように構成される他励式フライバッ
ク型スイッチング電源では、スイッチ４２がＯＮ状態の
とき、コイルＬ_Pの両端に電圧ｖ_iがかかり、コイルＬ_P
に流れる電流の傾きΔｉ_Pが Δｉ_P＝ｄ（（１／Ｌ_P）∫ｖ_iｄｔ）／ｄｔ＝（ｖ_i／Ｌ_P）（１）にしたがった電流ｉ_Pが流れ、トランス２内（コイルＬ_P
内およびコイルＬ_S内）に磁束が発生する。

【手続補正３】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】０００７

【補正方法】変更

【補正内容】

【０００７】スイッチ４２がＯＦＦ状態になると、コ
イルＬ_Pには電流が流れなくなり、トランス２内に発生
した磁束が減少し始めるが、この磁束の変化（減少）に
逆らうように、コイルＬ_Sに電圧（逆起電力）が発生
し、コイルＬ_S→ダイオードＤ₁→コンデンサＣ₁→コイルＬ_S の順番で、コイルＬ_Sに流れる電流の傾きΔｉ_Sが Δｉ_S＝ｄ（−（１／Ｌ_S）∫（ｖ_O＋ｖ_F）ｄｔ）／ｄｔ＝−（（ｖ_O＋ｖ_F）／Ｌ_S）（２）にしたがった電流ｉ_Sが流れる。なお、電圧ｖ_Fは、ダイ
オードＤ₁における電圧降下、電圧ｖ_Oは、コンデンサＣ
₁の両端の電圧である。

【手続補正４】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００２０

【補正方法】変更

【補正内容】

【００２０】図２（ａ）の直流電源においては、直流
電源１１とバイパス用のコンデンサＣ₁₁が並列に接続さ
れており、直流電源１１にのっているノイズがコンデン
サＣ₁₁により除去されて出力されるようになっている。
図２（ｂ）のコンデンサインプット型電源においては、
交流電源１２の出力にのっているノイズがノイズフィル
タ１３で除去され、ノイズフィルタ１３の出力が、ダイ
オードＤ₁₁乃至Ｄ₁₄からなるダイオードブリッジで全波
整流され、コンデンサＣ₁₂で平滑されて出力されるよう
になっている。図２（ｃ）の力率改善型電源において
は、その構成が図２（ｂ）のコンデンサインプット型電
源の平滑用のコンデンサＣ₁₂を取り去ったものになって
おり、コンデンサインプット型電源と比べ、力率が大き
くなるようになっている。

【手続補正５】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００４３

【補正方法】変更

【補正内容】

【００４３】電流ｉ_Sが減少するとともに、この電流
ｉ_SがコイルＬ_Sを流れることによりトランス２（コイ
ルＬ_S）内に発生していた磁束も減少する。再びＦＥＴ
９がＯＮ状態になると、コイルＬ_Pにおいては、トラン
ス２（コイルＬ_S）内に発生している、充分減少した磁
束に対応する電流ｉが、コイルＬ_Pに電源１の電圧ｖ_iが
かかることにより流れる電流に重畳された、電流ｉ_Pが
流れる。この場合、重畳される電流は充分小さいため、
電流ｉ_PがＯＮ／ＯＦＦを繰り返すことにより、それが
大電流となり、トランス２が飽和することはない。

【手続補正６】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００５８

【補正方法】変更

【補正内容】

【００５８】次に、図９は、本発明の電源制御装置を
応用した他励式フライバック型スイッチング電源の第２
実施例の構成を示すブロック図である。図１または図１
５における場合と対応する部分については、同一の符号
を付してある。抵抗Ｒ₄₁およびＲ₄₂は直列に接続されて
おり、抵抗Ｒ₄₁の、抵抗Ｒ₄₂と接続されていない方の一
端は、抵抗Ｒ₁とコンデンサＣ₁との接続点に接続されて
いる。抵抗Ｒ₄₂の、抵抗Ｒ₄₁ と接続されていない方の一
端はグランドに接続されている。従って、抵抗Ｒ₄₁と抵
抗Ｒ₄₂からなる直列回路は、コンデンサＣ₁の両端の電
圧ｖ_Oを分圧する。抵抗Ｒ₄₁と抵抗Ｒ₄₂との接続点は、
コンパレータ３１の非反転入力端子に接続されており、
コンパレータ３１の反転入力端子は、電源Ｖ_THを介して
グランドに接続されている。

【手続補正７】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００６８

【補正方法】変更

【補正内容】

【００６８】電流ｉ_Sが減少するとともに、この電流
ｉ_SがコイルＬ_Sを流れることによりトランス２（コイ
ルＬ_S）内に発生していた磁束も減少する。再びＦＥＴ
９がＯＮ状態になると、コイルＬ_Pにおいては、トラン
ス２（コイルＬ_S）内に発生している、充分減少した磁
束に対応する電流ｉが、コイルＬ_Pに電源１の電圧ｖ_iが
かかることにより流れる電流に重畳された、電流ｉ_Pが
流れる。この場合、重畳される電流は充分小さいため、
電流ｉ_PがＯＮ／ＯＦＦを繰り返すことにより、それが
大電流となり、トランス２が飽和することはない。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】他励式フライバック型スイッチング電源
の１次側コイルに流れる電流をスイッチングするスイッ
チング素子に与えるパルスの周期を、起動時と定常時と
で２段階に切り換えるパルス周期切換手段を備えること
を特徴とする電源制御装置。
【請求項２】前記起動時に、前記スイッチング素子に
与える前記パルスの周期に対する前記パルスの幅の割合
を制御するパルス幅制御手段をさらに備えることを特徴
とする請求項１に記載の電源制御装置。