JPH05333067A - 電子式電力量計 - Google Patents
電子式電力量計Info
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- JPH05333067A JPH05333067A JP14151892A JP14151892A JPH05333067A JP H05333067 A JPH05333067 A JP H05333067A JP 14151892 A JP14151892 A JP 14151892A JP 14151892 A JP14151892 A JP 14151892A JP H05333067 A JPH05333067 A JP H05333067A
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Abstract
(57)【要約】
【構成】 Ａ／Ｄ変換器１１及び１２により電流信号、
電圧信号をディジタル化し、シフトレジスタ１４及び位
相調整装置３Ａによりディジタル信号を位相調整した。 【効果】 ＩＣ化、小型化及び調整の自動化を容易に実
現することができる。
電圧信号をディジタル化し、シフトレジスタ１４及び位
相調整装置３Ａによりディジタル信号を位相調整した。 【効果】 ＩＣ化、小型化及び調整の自動化を容易に実
現することができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、有効電力量や無効電
力量を計量する電子式電力量計に関するものである。
力量を計量する電子式電力量計に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の電子式電力量計の構成を図７を参
照しながら説明する。図７は、従来の電子式電力量計を
示すブロック図である。
照しながら説明する。図７は、従来の電子式電力量計を
示すブロック図である。
【０００３】図７において、１は需要家で消費される交
流電流に比例した電流信号の入力端子、２は需要家に供
給される交流電圧に比例した電圧信号の入力端子であ
る。３は交流電圧及び交流電流を検出するセンサ（図示
せず）による上記電圧信号と上記電流信号の位相ずれを
調整する位相調整装置であり、可変抵抗４、抵抗５、コ
ンデンサ６、７により構成されている。
流電流に比例した電流信号の入力端子、２は需要家に供
給される交流電圧に比例した電圧信号の入力端子であ
る。３は交流電圧及び交流電流を検出するセンサ（図示
せず）による上記電圧信号と上記電流信号の位相ずれを
調整する位相調整装置であり、可変抵抗４、抵抗５、コ
ンデンサ６、７により構成されている。
【０００４】また、８は位相調整装置３を介して出力さ
れる電圧信号と入力端子１に入力された電流信号とを乗
算して電力を算出する乗算器、９は乗算器８の出力を加
算して電力量を算出する加算器、１０は電力量を表示す
る電力量表示器である。
れる電圧信号と入力端子１に入力された電流信号とを乗
算して電力を算出する乗算器、９は乗算器８の出力を加
算して電力量を算出する加算器、１０は電力量を表示す
る電力量表示器である。
【０００５】従来の電力量計は、位相調整装置３が抵抗
４、５、及びコンデンサ６、７を用いているために位相
調整を実施することにより、本来の電圧信号が変動す
る。また、周波数の変化においても、電圧信号が変動す
る。
４、５、及びコンデンサ６、７を用いているために位相
調整を実施することにより、本来の電圧信号が変動す
る。また、周波数の変化においても、電圧信号が変動す
る。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上述したような従来の
電子式電力量計では、位相調整装置３が抵抗４、５、及
びコンデンサ６、７を用いているために位相調整を実施
することにより、本来の電圧信号が変動し、また、周波
数の変化においても、電圧信号が変動するという問題点
があった。
電子式電力量計では、位相調整装置３が抵抗４、５、及
びコンデンサ６、７を用いているために位相調整を実施
することにより、本来の電圧信号が変動し、また、周波
数の変化においても、電圧信号が変動するという問題点
があった。
【０００７】この発明は、前述した問題点を解決するた
めになされたもので、電圧信号及び電流信号を量子化
し、この量子化したディジタル信号によって位相調整を
行うことにより、計量の精度を向上でき、ＩＣ化が可能
となり、コストを低減でき、信頼性を向上でき、かつ、
位相調整の自動化を図ることができる電子式電力量計を
得ることを目的とする。
めになされたもので、電圧信号及び電流信号を量子化
し、この量子化したディジタル信号によって位相調整を
行うことにより、計量の精度を向上でき、ＩＣ化が可能
となり、コストを低減でき、信頼性を向上でき、かつ、
位相調整の自動化を図ることができる電子式電力量計を
得ることを目的とする。
【０００８】また、この発明は、信号周波数と比較して
非常に高い周波数で変換動作を行うことによって、高い
変換精度を実現するオーバーサンプリング形アナログ・
ディジタル変換器を利用して安価で小型の高精度な位相
調整装置、９０度移相装置を実現することができる電子
式電力量計を得ることを目的とする。
非常に高い周波数で変換動作を行うことによって、高い
変換精度を実現するオーバーサンプリング形アナログ・
ディジタル変換器を利用して安価で小型の高精度な位相
調整装置、９０度移相装置を実現することができる電子
式電力量計を得ることを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】この発明の請求項１に係
る電子式電力量計は、次に掲げる手段を備えたものであ
る。 〔１〕 交流電流を量子化された数値に変換する電流Ａ
／Ｄ変換手段。 〔２〕 交流電圧を量子化された数値に変換する電圧Ａ
／Ｄ変換手段。 〔３〕 前記量子化された交流電流をｍ個記憶する第１
のシフトレジスタ手段。 〔４〕 前記量子化された交流電圧をｎ（ｎ＞ｍ）個記
憶する第２のシフトレジスタ手段。 〔５〕 前記電流Ａ／Ｄ変換手段、前記電圧Ａ／Ｄ変換
手段、前記第１のシフトレジスタ手段及び前記第２のシ
フトレジスタ手段にサンプリングクロックを供給するサ
ンプリングクロック供給手段。 〔６〕 前記第２のシフトレジスタ手段のｎ個の出力の
うち１個だけを選択する位相調整手段。 〔７〕 前記第１のシフトレジスタ手段及び前記位相調
整手段の出力に基づいて電力量を演算する演算手段。
る電子式電力量計は、次に掲げる手段を備えたものであ
る。 〔１〕 交流電流を量子化された数値に変換する電流Ａ
／Ｄ変換手段。 〔２〕 交流電圧を量子化された数値に変換する電圧Ａ
／Ｄ変換手段。 〔３〕 前記量子化された交流電流をｍ個記憶する第１
のシフトレジスタ手段。 〔４〕 前記量子化された交流電圧をｎ（ｎ＞ｍ）個記
憶する第２のシフトレジスタ手段。 〔５〕 前記電流Ａ／Ｄ変換手段、前記電圧Ａ／Ｄ変換
手段、前記第１のシフトレジスタ手段及び前記第２のシ
フトレジスタ手段にサンプリングクロックを供給するサ
ンプリングクロック供給手段。 〔６〕 前記第２のシフトレジスタ手段のｎ個の出力の
うち１個だけを選択する位相調整手段。 〔７〕 前記第１のシフトレジスタ手段及び前記位相調
整手段の出力に基づいて電力量を演算する演算手段。
【００１０】この発明の請求項２に係る電子式電力量計
は、次に掲げる手段を備えたものである。 〔１〕 交流電流を量子化された数値に変換する電流Ａ
／Ｄ変換手段。 〔２〕 交流電圧を量子化された数値に変換する電圧Ａ
／Ｄ変換手段。 〔３〕 前記量子化された交流電流をｎ個記憶する第１
のシフトレジスタ手段。 〔４〕 前記量子化された交流電圧をｍ（ｎ＞ｍ）個記
憶する第２のシフトレジスタ手段。 〔５〕 前記電流Ａ／Ｄ変換手段、前記電圧Ａ／Ｄ変換
手段、前記第１のシフトレジスタ手段及び前記第２のシ
フトレジスタ手段にサンプリングクロックを供給するサ
ンプリングクロック供給手段。 〔６〕 前記第１のシフトレジスタ手段のｎ個の出力の
うち１個だけを選択する位相調整手段。 〔７〕 前記位相調整手段及び前記第２のシフトレジス
タ手段の出力に基づいて電力量を演算する演算手段。
は、次に掲げる手段を備えたものである。 〔１〕 交流電流を量子化された数値に変換する電流Ａ
／Ｄ変換手段。 〔２〕 交流電圧を量子化された数値に変換する電圧Ａ
／Ｄ変換手段。 〔３〕 前記量子化された交流電流をｎ個記憶する第１
のシフトレジスタ手段。 〔４〕 前記量子化された交流電圧をｍ（ｎ＞ｍ）個記
憶する第２のシフトレジスタ手段。 〔５〕 前記電流Ａ／Ｄ変換手段、前記電圧Ａ／Ｄ変換
手段、前記第１のシフトレジスタ手段及び前記第２のシ
フトレジスタ手段にサンプリングクロックを供給するサ
ンプリングクロック供給手段。 〔６〕 前記第１のシフトレジスタ手段のｎ個の出力の
うち１個だけを選択する位相調整手段。 〔７〕 前記位相調整手段及び前記第２のシフトレジス
タ手段の出力に基づいて電力量を演算する演算手段。
【００１１】この発明の請求項３に係る電子式電力量計
は、次に掲げる手段を備えたものである。 〔１〕 交流電流を量子化された数値に変換する電流Δ
Σ変調手段。 〔２〕 交流電圧を量子化された数値に変換する電圧Δ
Σ変調手段。 〔３〕 前記量子化された交流電流をｍ個記憶する第１
のシフトレジスタ手段。 〔４〕 前記量子化された交流電圧をｎ（ｎ＞ｍ）個記
憶する第２のシフトレジスタ手段。 〔５〕 前記電流ΣΔ変調手段、前記電圧ΔΣ変調手
段、前記第１のシフトレジスタ手段及び前記第２のシフ
トレジスタ手段にサンプリングクロックを供給するサン
プリングクロック供給手段。 〔６〕 前記第２のシフトレジスタ手段のｎ個の出力の
うち１個だけを選択する位相調整手段。 〔７〕 ディジタルフィルタを経た前記第１のシフトレ
ジスタ手段及び前記位相調整手段の出力に基づいて電力
量を演算する演算手段。
は、次に掲げる手段を備えたものである。 〔１〕 交流電流を量子化された数値に変換する電流Δ
Σ変調手段。 〔２〕 交流電圧を量子化された数値に変換する電圧Δ
Σ変調手段。 〔３〕 前記量子化された交流電流をｍ個記憶する第１
のシフトレジスタ手段。 〔４〕 前記量子化された交流電圧をｎ（ｎ＞ｍ）個記
憶する第２のシフトレジスタ手段。 〔５〕 前記電流ΣΔ変調手段、前記電圧ΔΣ変調手
段、前記第１のシフトレジスタ手段及び前記第２のシフ
トレジスタ手段にサンプリングクロックを供給するサン
プリングクロック供給手段。 〔６〕 前記第２のシフトレジスタ手段のｎ個の出力の
うち１個だけを選択する位相調整手段。 〔７〕 ディジタルフィルタを経た前記第１のシフトレ
ジスタ手段及び前記位相調整手段の出力に基づいて電力
量を演算する演算手段。
【００１２】この発明の請求項４に係る電子式電力量計
は、次に掲げる手段を備えたものである。 〔１〕 交流電流を量子化された数値に変換する電流Δ
Σ変調手段。 〔２〕 交流電圧を量子化された数値に変換する電圧Δ
Σ変調手段。 〔３〕 前記量子化された交流電流をｎ個記憶する第１
のシフトレジスタ手段。 〔４〕 前記量子化された交流電圧をｍ（ｎ＞ｍ）個記
憶する第２のシフトレジスタ手段。 〔５〕 前記電流ΣΔ変調手段、前記電圧ΔΣ変調手
段、前記第１のシフトレジスタ手段及び前記第２のシフ
トレジスタ手段にサンプリングクロックを供給するサン
プリングクロック供給手段。 〔６〕 前記第１のシフトレジスタ手段のｎ個の出力の
うち１個だけを選択する位相調整手段。 〔７〕 ディジタルフィルタを経た前記第２のシフトレ
ジスタ手段及び前記位相調整手段の出力に基づいて電力
量を演算する演算手段。
は、次に掲げる手段を備えたものである。 〔１〕 交流電流を量子化された数値に変換する電流Δ
Σ変調手段。 〔２〕 交流電圧を量子化された数値に変換する電圧Δ
Σ変調手段。 〔３〕 前記量子化された交流電流をｎ個記憶する第１
のシフトレジスタ手段。 〔４〕 前記量子化された交流電圧をｍ（ｎ＞ｍ）個記
憶する第２のシフトレジスタ手段。 〔５〕 前記電流ΣΔ変調手段、前記電圧ΔΣ変調手
段、前記第１のシフトレジスタ手段及び前記第２のシフ
トレジスタ手段にサンプリングクロックを供給するサン
プリングクロック供給手段。 〔６〕 前記第１のシフトレジスタ手段のｎ個の出力の
うち１個だけを選択する位相調整手段。 〔７〕 ディジタルフィルタを経た前記第２のシフトレ
ジスタ手段及び前記位相調整手段の出力に基づいて電力
量を演算する演算手段。
【００１３】この発明の請求項５に係る電子式電力量計
は、次に掲げる手段を備えたものである。 〔１〕 交流電流を量子化された数値に変換する電流Δ
Σ変調手段。 〔２〕 交流電圧を量子化された数値に変換する電圧Δ
Σ変調手段。 〔３〕 前記量子化された交流電圧をｎ個記憶するシフ
トレジスタ手段。 〔４〕 前記電流ΣΔ変調手段、前記電圧ΔΣ変調手段
及び前記シフトレジスタ手段にサンプリングクロックを
供給するサンプリングクロック供給手段。 〔５〕 前記シフトレジスタ手段のｎ個の出力のうち１
個だけを選択する９０度移相手段。 〔６〕 ディジタルフィルタを経た前記電流ΔΣ変調手
段及び前記９０度移相手段の出力に基づいて無効電力量
を演算する演算手段。
は、次に掲げる手段を備えたものである。 〔１〕 交流電流を量子化された数値に変換する電流Δ
Σ変調手段。 〔２〕 交流電圧を量子化された数値に変換する電圧Δ
Σ変調手段。 〔３〕 前記量子化された交流電圧をｎ個記憶するシフ
トレジスタ手段。 〔４〕 前記電流ΣΔ変調手段、前記電圧ΔΣ変調手段
及び前記シフトレジスタ手段にサンプリングクロックを
供給するサンプリングクロック供給手段。 〔５〕 前記シフトレジスタ手段のｎ個の出力のうち１
個だけを選択する９０度移相手段。 〔６〕 ディジタルフィルタを経た前記電流ΔΣ変調手
段及び前記９０度移相手段の出力に基づいて無効電力量
を演算する演算手段。
【００１４】この発明の請求項６に係る電子式電力量計
は、次に掲げる手段を備えたものである。 〔１〕 交流電流を量子化された数値に変換する電流Δ
Σ変調手段。 〔２〕 交流電圧を量子化された数値に変換する電圧Δ
Σ変調手段。 〔３〕 前記量子化された交流電流をｎ個記憶するシフ
トレジスタ手段。 〔４〕 前記電流ΣΔ変調手段、前記電圧ΔΣ変調手段
及び前記シフトレジスタ手段にサンプリングクロックを
供給するサンプリングクロック供給手段。 〔５〕 前記シフトレジスタ手段のｎ個の出力のうち１
個だけを選択する９０度移相手段。 〔６〕 ディジタルフィルタを経た前記電圧ΔΣ変調手
段及び前記９０度移相手段の出力に基づいて無効電力量
を演算する演算手段。
は、次に掲げる手段を備えたものである。 〔１〕 交流電流を量子化された数値に変換する電流Δ
Σ変調手段。 〔２〕 交流電圧を量子化された数値に変換する電圧Δ
Σ変調手段。 〔３〕 前記量子化された交流電流をｎ個記憶するシフ
トレジスタ手段。 〔４〕 前記電流ΣΔ変調手段、前記電圧ΔΣ変調手段
及び前記シフトレジスタ手段にサンプリングクロックを
供給するサンプリングクロック供給手段。 〔５〕 前記シフトレジスタ手段のｎ個の出力のうち１
個だけを選択する９０度移相手段。 〔６〕 ディジタルフィルタを経た前記電圧ΔΣ変調手
段及び前記９０度移相手段の出力に基づいて無効電力量
を演算する演算手段。
【００１５】
【作用】この発明においては、電圧と電流の位相ずれを
シフトレジスタ手段のｎ個の出力のうち１個だけを選択
することにより、上記位相ずれを調整している。
シフトレジスタ手段のｎ個の出力のうち１個だけを選択
することにより、上記位相ずれを調整している。
【００１６】また、この発明においては、電圧と電流の
位相ずれをΔΣ型オーバーサンプリングＡ／Ｄ変換器を
利用し、シフトレジスタ手段をΔΣ変調手段とディジタ
ルフィルタの間に設置することにより、位相ずれを高精
度に調整している。
位相ずれをΔΣ型オーバーサンプリングＡ／Ｄ変換器を
利用し、シフトレジスタ手段をΔΣ変調手段とディジタ
ルフィルタの間に設置することにより、位相ずれを高精
度に調整している。
【００１７】さらに、この発明においては、交流周波数
の微小な変動に対してもΔΣ型オーバーサンプリングＡ
／Ｄ変換器を利用し、シフトレジスタ手段をΔΣ変調手
段とディジタルフィルタの間に設置することにより、位
相変動を高精度に調整している。
の微小な変動に対してもΔΣ型オーバーサンプリングＡ
／Ｄ変換器を利用し、シフトレジスタ手段をΔΣ変調手
段とディジタルフィルタの間に設置することにより、位
相変動を高精度に調整している。
【００１８】
実施例１．この発明の実施例１の構成を図１を参照しな
がら説明する。図１は、この発明の実施例１を示すブロ
ック図であり、入力端子１、２、乗算器８〜電力量表示
器１０は上述した従来計器のものと同様である。なお、
各図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
がら説明する。図１は、この発明の実施例１を示すブロ
ック図であり、入力端子１、２、乗算器８〜電力量表示
器１０は上述した従来計器のものと同様である。なお、
各図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
【００１９】図１において、１１は交流電流を入力と
し、２進化した値に変換するＡ／Ｄ変換器、１２は交流
電圧を入力とし、２進化した値に変換するＡ／Ｄ変換
器、１３は交流電流を２進化した値をｍ個記憶し、ｍ個
前の値を出力するシフトレジスタ、１４は交流電圧を２
進化した値をｎ個（ｎ＞ｍ）記憶し、ｎ個の各値を出力
するシフトレジスタ、１５はＡ／Ｄ変換器１１、１２の
動作開始、シフトレジスタ１３、１４のシフトタイミン
グを決めているサンプリングクロックを供給するサンプ
リングクロック回路、３Ａはシフトレジスタ１４のｎ個
の出力のうち１個を乗算器８へ供給するデータセレクタ
機能を有する位相調整装置である。
し、２進化した値に変換するＡ／Ｄ変換器、１２は交流
電圧を入力とし、２進化した値に変換するＡ／Ｄ変換
器、１３は交流電流を２進化した値をｍ個記憶し、ｍ個
前の値を出力するシフトレジスタ、１４は交流電圧を２
進化した値をｎ個（ｎ＞ｍ）記憶し、ｎ個の各値を出力
するシフトレジスタ、１５はＡ／Ｄ変換器１１、１２の
動作開始、シフトレジスタ１３、１４のシフトタイミン
グを決めているサンプリングクロックを供給するサンプ
リングクロック回路、３Ａはシフトレジスタ１４のｎ個
の出力のうち１個を乗算器８へ供給するデータセレクタ
機能を有する位相調整装置である。
【００２０】つぎに、前述した実施例１の動作を図２を
参照しながら説明する。図２は、この発明の実施例１の
動作を示すタイミングチャートである。
参照しながら説明する。図２は、この発明の実施例１の
動作を示すタイミングチャートである。
【００２１】図２（ａ）に示す電圧波形ｖは、電圧信号
の入力端子２に入力された波形であり、また、同図
（ｂ）に示す電流波形ｉは、電流信号の入力端子１に入
力された波形である。この例では、電流は電圧に比して
位相差φだけ遅れている。
の入力端子２に入力された波形であり、また、同図
（ｂ）に示す電流波形ｉは、電流信号の入力端子１に入
力された波形である。この例では、電流は電圧に比して
位相差φだけ遅れている。
【００２２】そこで、図２（ｃ）に示すように、サンプ
リングクロック回路１５からのサンプリングクロックに
より、Ａ／Ｄ変換器１２は２進値ｖ1を出力する。一
方、Ａ／Ｄ変換器１１は２進値ｉ1を出力する。以後、
サンプリングクロックのパルス毎に、同図（ｄ）及び
（ｅ）に示すように、Ａ／Ｄ変換器１２では２進値
ｖ2、ｖ3、…を出力し、Ａ／Ｄ変換器１１ではｉ2、
ｉ3、…を出力する。
リングクロック回路１５からのサンプリングクロックに
より、Ａ／Ｄ変換器１２は２進値ｖ1を出力する。一
方、Ａ／Ｄ変換器１１は２進値ｉ1を出力する。以後、
サンプリングクロックのパルス毎に、同図（ｄ）及び
（ｅ）に示すように、Ａ／Ｄ変換器１２では２進値
ｖ2、ｖ3、…を出力し、Ａ／Ｄ変換器１１ではｉ2、
ｉ3、…を出力する。
【００２３】この２進化したＡ／Ｄ変換器１１の出力
は、例えば、１段（ｍ＝１）のシフトレジスタ１３へ入
力される。一方、２進化したＡ／Ｄ変換器１２の出力
は、例えば、３段（ｎ＝３）のシフトレジスタ１４へ入
力される。
は、例えば、１段（ｍ＝１）のシフトレジスタ１３へ入
力される。一方、２進化したＡ／Ｄ変換器１２の出力
は、例えば、３段（ｎ＝３）のシフトレジスタ１４へ入
力される。
【００２４】位相調整装置３Ａは、シフトレジスタ１４
の出力のうち最も時間的に古い（例えば、時刻ｔ0では
ｖ2の出力）出力を選択することにより、位相ずれφが
零となり、位相が調整される。
の出力のうち最も時間的に古い（例えば、時刻ｔ0では
ｖ2の出力）出力を選択することにより、位相ずれφが
零となり、位相が調整される。
【００２５】その結果、乗算器８に入力される電圧デー
タと電流データの位相差は零となり、電圧と電流を乗算
器８において掛け算することにより位相誤差のない瞬時
電力が出力され、その出力を加算器９により逐次加算す
ることにより電力量となる。そして、電力量表示器１０
でその電力量を表示する。
タと電流データの位相差は零となり、電圧と電流を乗算
器８において掛け算することにより位相誤差のない瞬時
電力が出力され、その出力を加算器９により逐次加算す
ることにより電力量となる。そして、電力量表示器１０
でその電力量を表示する。
【００２６】この発明の実施例１は、前述したように、
Ａ／Ｄ変換器１１及び１２により電流信号、電圧信号を
ディジタル化し、シフトレジスタ１４及び位相調整装置
３Ａによりディジタル信号を位相調整したので、ＩＣ
化、小型化及び調整の自動化を容易に実現することがで
きるという効果を奏する。
Ａ／Ｄ変換器１１及び１２により電流信号、電圧信号を
ディジタル化し、シフトレジスタ１４及び位相調整装置
３Ａによりディジタル信号を位相調整したので、ＩＣ
化、小型化及び調整の自動化を容易に実現することがで
きるという効果を奏する。
【００２７】なお、前述した実施例１ではシフトレジス
タ１３を電流側に、シフトレジスタ１４及び位相調整装
置３Ａを電圧側に設けたが、図３に示すように、電流側
にシフトレジスタ１４及び位相調整装置３Ａを設け、電
圧側にシフトレジスタ１３を設けも同様の作用効果を期
待できる。
タ１３を電流側に、シフトレジスタ１４及び位相調整装
置３Ａを電圧側に設けたが、図３に示すように、電流側
にシフトレジスタ１４及び位相調整装置３Ａを設け、電
圧側にシフトレジスタ１３を設けも同様の作用効果を期
待できる。
【００２８】実施例２．この発明の実施例２の構成を図
４及び図５を参照しながら説明する。図４は、この発明
の実施例２を示すブロック図であり、入力端子１、２、
乗算器８〜電力量表示器１０、シフトレジスタ１３〜サ
ンプリングクロック回路１５及び位相調整装置３Ａは上
述した実施例１のものと同様である。なお、各図中、同
一符号は同一又は相当部分を示す。
４及び図５を参照しながら説明する。図４は、この発明
の実施例２を示すブロック図であり、入力端子１、２、
乗算器８〜電力量表示器１０、シフトレジスタ１３〜サ
ンプリングクロック回路１５及び位相調整装置３Ａは上
述した実施例１のものと同様である。なお、各図中、同
一符号は同一又は相当部分を示す。
【００２９】図４において、１１Ａは交流電流を入力と
し、帰還信号との差を積分してディジタル信号に変換す
るΔΣ変調回路、１２Ａは交流電圧を入力とし、帰還信
号との差を積分してディジタル信号に変換するΔΣ変調
回路、１６及び１７はローパスフィルタ機能を有するデ
ィジタルフィルタである。
し、帰還信号との差を積分してディジタル信号に変換す
るΔΣ変調回路、１２Ａは交流電圧を入力とし、帰還信
号との差を積分してディジタル信号に変換するΔΣ変調
回路、１６及び１７はローパスフィルタ機能を有するデ
ィジタルフィルタである。
【００３０】図５は、この発明の実施例２のΔΣ変調回
路１１Ａ、１２Ａを示すブロック図である。ΔΣ変調回
路は、アナログ入力とＤ／Ａ変換回路２１からの帰還信
号との差を積分器１８を通し、コンパレータ１９により
１ビットのディジタル信号を出力する。ディジタル出力
信号は、遅延回路２０を介し、ディジタルの“０”及び
“１”に対応したアナログ信号をＤ／Ａ変換回路２１か
ら帰還している。
路１１Ａ、１２Ａを示すブロック図である。ΔΣ変調回
路は、アナログ入力とＤ／Ａ変換回路２１からの帰還信
号との差を積分器１８を通し、コンパレータ１９により
１ビットのディジタル信号を出力する。ディジタル出力
信号は、遅延回路２０を介し、ディジタルの“０”及び
“１”に対応したアナログ信号をＤ／Ａ変換回路２１か
ら帰還している。
【００３１】なお、コンパレータ１９の基準電圧を複数
設定することにより、複数ビットのディジタル出力を得
ることも可能である。
設定することにより、複数ビットのディジタル出力を得
ることも可能である。
【００３２】このΔΣ変調回路は、前述したサンプリン
グクロックを高速にするほど高精度なＡ／Ｄ変換が実現
できる構成の回路である。いわゆるオーバーサンプリン
グ形Ａ／Ｄ変換の回路構成の一部であり、一般的には、
ΔΣ変調回路とローパス機能を有したディジタルフィル
タとの組合せにより高精度なＡ／Ｄ変換を実行すること
ができる。
グクロックを高速にするほど高精度なＡ／Ｄ変換が実現
できる構成の回路である。いわゆるオーバーサンプリン
グ形Ａ／Ｄ変換の回路構成の一部であり、一般的には、
ΔΣ変調回路とローパス機能を有したディジタルフィル
タとの組合せにより高精度なＡ／Ｄ変換を実行すること
ができる。
【００３３】この発明の実施例２の動作は、ΔΣ変調回
路１１Ａ、１２ＡをＡ／Ｄ変換器１１、１２とみなせば
前述した実施例１と同様である。
路１１Ａ、１２ＡをＡ／Ｄ変換器１１、１２とみなせば
前述した実施例１と同様である。
【００３４】ここで、電圧と電流の力率が０．５（ｃｏ
ｓθ＝０．５、θ＝６０度）の場合、位相ずれφが例え
ば１度としたときの誤差εは次式のようになる。
ｓθ＝０．５、θ＝６０度）の場合、位相ずれφが例え
ば１度としたときの誤差εは次式のようになる。
【００３５】ε＝（ｃｏｓ５９°−ｃｏｓ６０°）／ｃ
ｏｓ６０°×１００≒３（％）
ｏｓ６０°×１００≒３（％）
【００３６】従って、精度よく位相ずれを調整するに
は、前述したサンプリングクロックの周波数を高くする
必要があり、例えば、１周期を３６０回サンプリングす
るクロック周波数でも３％の誤差を生ずることになる。
は、前述したサンプリングクロックの周波数を高くする
必要があり、例えば、１周期を３６０回サンプリングす
るクロック周波数でも３％の誤差を生ずることになる。
【００３７】この発明の実施例２は、前述したように、
ΔΣ変調回路とディジタルフィルタから構成されるオー
バーサンプリング形Ａ／Ｄ変換を採用し、さらに、ΔΣ
変調回路とディジタルフィルタの間にシフトレジスタか
らなる位相調整装置を設置したことにより、比較的小規
模でサンプリングクロック周波数を高くすることがで
き、かつ、Ａ／Ｄ変換の精度を向上でき、位相調整の精
度の向上を図ることができる。さらに、ΔΣ変調回路の
出力が１ビットであるため、シフトレジスタからなる位
相調整装置を簡便に構成することができるという効果を
奏する。
ΔΣ変調回路とディジタルフィルタから構成されるオー
バーサンプリング形Ａ／Ｄ変換を採用し、さらに、ΔΣ
変調回路とディジタルフィルタの間にシフトレジスタか
らなる位相調整装置を設置したことにより、比較的小規
模でサンプリングクロック周波数を高くすることがで
き、かつ、Ａ／Ｄ変換の精度を向上でき、位相調整の精
度の向上を図ることができる。さらに、ΔΣ変調回路の
出力が１ビットであるため、シフトレジスタからなる位
相調整装置を簡便に構成することができるという効果を
奏する。
【００３８】実施例３．この発明の実施例３の構成を図
６を参照しながら説明する。図６は、この発明の実施例
３を示すブロック図であり、入力端子１、２、乗算器
８、加算器９、シフトレジスタ１４〜ディジタルフィル
タ１７、及びΔΣ変調回路１１Ａ、１２Ａは上述した実
施例２のものと同様である。なお、各図中、同一符号は
同一又は相当部分を示す。
６を参照しながら説明する。図６は、この発明の実施例
３を示すブロック図であり、入力端子１、２、乗算器
８、加算器９、シフトレジスタ１４〜ディジタルフィル
タ１７、及びΔΣ変調回路１１Ａ、１２Ａは上述した実
施例２のものと同様である。なお、各図中、同一符号は
同一又は相当部分を示す。
【００３９】図６において、３Ｂはシフトレジスタ１４
のｎ個の出力のうち１個をディジタルフィルタ１７へ供
給するデータセレクタ機能を有した９０度移相装置、１
０Ａは無効電力量表示器である。なお、ΔΣ変調回路１
１Ａ、１２Ａは図５に示した構成を有する。
のｎ個の出力のうち１個をディジタルフィルタ１７へ供
給するデータセレクタ機能を有した９０度移相装置、１
０Ａは無効電力量表示器である。なお、ΔΣ変調回路１
１Ａ、１２Ａは図５に示した構成を有する。
【００４０】この発明の実施例３の動作は、実施例２と
同様であるが、以下の部分で異なる。すなわち、２進化
したΔΣ変調回路１２Ａの出力は、シフトレジスタ１４
へ入力され、９０度遅れたｎ段目のディジタル信号が出
力される。
同様であるが、以下の部分で異なる。すなわち、２進化
したΔΣ変調回路１２Ａの出力は、シフトレジスタ１４
へ入力され、９０度遅れたｎ段目のディジタル信号が出
力される。
【００４１】ここで、電圧と電流の力率が０．５（ｃｏ
ｓθ＝０．５、θ＝６０度）の場合、入力信号の周波数
変動φが例えば１度としたときの誤差εは、次式のよう
になる。
ｓθ＝０．５、θ＝６０度）の場合、入力信号の周波数
変動φが例えば１度としたときの誤差εは、次式のよう
になる。
【００４２】ε＝（ｃｏｓ５９°−ｃｏｓ６０°）／ｃ
ｏｓ６０°×１００≒３（％）
ｏｓ６０°×１００≒３（％）
【００４３】従って、精度よく９０度移相するには、前
述したサンプリングクロックの周波数を高くし、シフト
レジスタ１４のｎ個出力選択をする必要があり、例え
ば、１周期を３６０回サンプリングするクロック周波数
でシフトレジスタ１４のｎ個の出力選択をすると、最大
３％以下の誤差を生ずることになる。
述したサンプリングクロックの周波数を高くし、シフト
レジスタ１４のｎ個出力選択をする必要があり、例え
ば、１周期を３６０回サンプリングするクロック周波数
でシフトレジスタ１４のｎ個の出力選択をすると、最大
３％以下の誤差を生ずることになる。
【００４４】この発明の実施例３は、前述したように、
ΔΣ変調回路とディジタルフィルタから構成されるオー
バーサンプリング形Ａ／Ｄ変換を採用し、さらに、ΔΣ
変調回路とディジタルフィルタの間にシフトレジスタか
らなる９０度移相装置を設置したことにより、比較的小
規模でサンプリングクロック周波数を高くすることがで
き、かつ、Ａ／Ｄ変換の精度を向上でき、位相差の精度
の向上を図ることができる。さらに、ΔΣ変調回路の出
力が１ビットであるため、シフトレジスタからなる９０
度移相装置を簡便に構成することができるという効果を
奏する。
ΔΣ変調回路とディジタルフィルタから構成されるオー
バーサンプリング形Ａ／Ｄ変換を採用し、さらに、ΔΣ
変調回路とディジタルフィルタの間にシフトレジスタか
らなる９０度移相装置を設置したことにより、比較的小
規模でサンプリングクロック周波数を高くすることがで
き、かつ、Ａ／Ｄ変換の精度を向上でき、位相差の精度
の向上を図ることができる。さらに、ΔΣ変調回路の出
力が１ビットであるため、シフトレジスタからなる９０
度移相装置を簡便に構成することができるという効果を
奏する。
【００４５】なお、上記実施例２及び３でも実施例１で
述べたように、電圧側と電流側の回路機器を交換しても
同様の作用効果を奏する。
述べたように、電圧側と電流側の回路機器を交換しても
同様の作用効果を奏する。
【００４６】
【発明の効果】この発明は、以上説明したとおり、電圧
信号及び電流信号を量子化し、この量子化したディジタ
ル信号によって位相調整を行うことにより、計量の精度
を向上でき、ＩＣ化が可能となり、コストを低減でき、
信頼性を向上でき、かつ、位相調整の自動化を図ること
ができるという効果を奏する。
信号及び電流信号を量子化し、この量子化したディジタ
ル信号によって位相調整を行うことにより、計量の精度
を向上でき、ＩＣ化が可能となり、コストを低減でき、
信頼性を向上でき、かつ、位相調整の自動化を図ること
ができるという効果を奏する。
【００４７】また、この発明は、信号周波数と比較して
非常に高い周波数で変換動作を行うことによって、高い
変換精度を実現するオーバーサンプリング形アナログ・
ディジタル変換器を利用して安価で小型の高精度な位相
調整装置を実現することができるという効果を奏する。
非常に高い周波数で変換動作を行うことによって、高い
変換精度を実現するオーバーサンプリング形アナログ・
ディジタル変換器を利用して安価で小型の高精度な位相
調整装置を実現することができるという効果を奏する。
【００４８】さらに、この発明は、以上説明したとお
り、シフトレジスタからなる９０度移相装置を簡便に構
成することができるという効果を奏する。
り、シフトレジスタからなる９０度移相装置を簡便に構
成することができるという効果を奏する。
【図１】この発明の実施例１を示すブロック図である。
【図２】この発明の実施例１の動作を示すタイミングチ
ャートである。
ャートである。
【図３】この発明の実施例１の他の例を示すブロック図
である。
である。
【図４】この発明の実施例２を示すブロック図である。
【図５】この発明の実施例２のΔΣ変調回路を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図６】この発明の実施例３を示すブロック図である。
【図７】従来の電子式電力量計を示すブロック図であ
る。
る。
１、２ 入力端子 ３Ａ 位相調整装置 ３Ｂ ９０度移相装置 ８ 乗算器 ９ 加算器 １０ 電力量表示器 １１、１２ Ａ／Ｄ変換器 １３、１４ シフトレジスタ １５ サンプリングクロック回路 １１Ａ、１２Ａ ΔΣ変調回路 １６、１７ ディジタルフィルタ
Claims (6)
- 【請求項１】 交流電流を量子化された数値に変換する
電流Ａ／Ｄ変換手段、交流電圧を量子化された数値に変
換する電圧Ａ／Ｄ変換手段、前記量子化された交流電流
をｍ個記憶する第１のシフトレジスタ手段、前記量子化
された交流電圧をｎ（ｎ＞ｍ）個記憶する第２のシフト
レジスタ手段、前記電流Ａ／Ｄ変換手段、前記電圧Ａ／
Ｄ変換手段、前記第１のシフトレジスタ手段及び前記第
２のシフトレジスタ手段にサンプリングクロックを供給
するサンプリングクロック供給手段、前記第２のシフト
レジスタ手段のｎ個の出力のうち１個だけを選択する位
相調整手段、並びに前記第１のシフトレジスタ手段及び
前記位相調整手段の出力に基づいて電力量を演算する演
算手段を備えた電子式電力量計。 - 【請求項２】 交流電流を量子化された数値に変換する
電流Ａ／Ｄ変換手段、交流電圧を量子化された数値に変
換する電圧Ａ／Ｄ変換手段、前記量子化された交流電流
をｎ個記憶する第１のシフトレジスタ手段、前記量子化
された交流電圧をｍ（ｎ＞ｍ）個記憶する第２のシフト
レジスタ手段、前記電流Ａ／Ｄ変換手段、前記電圧Ａ／
Ｄ変換手段、前記第１のシフトレジスタ手段及び前記第
２のシフトレジスタ手段にサンプリングクロックを供給
するサンプリングクロック供給手段、前記第１のシフト
レジスタ手段のｎ個の出力のうち１個だけを選択する位
相調整手段、並びに前記位相調整手段及び前記第２のシ
フトレジスタ手段の出力に基づいて電力量を演算する演
算手段を備えた電子式電力量計。 - 【請求項３】 交流電流を量子化された数値に変換する
電流ΔΣ変調手段、交流電圧を量子化された数値に変換
する電圧ΔΣ変調手段、前記量子化された交流電流をｍ
個記憶する第１のシフトレジスタ手段、前記量子化され
た交流電圧をｎ（ｎ＞ｍ）個記憶する第２のシフトレジ
スタ手段、前記電流ΣΔ変調手段、前記電圧ΔΣ変調手
段、前記第１のシフトレジスタ手段及び前記第２のシフ
トレジスタ手段にサンプリングクロックを供給するサン
プリングクロック供給手段、前記第２のシフトレジスタ
手段のｎ個の出力のうち１個だけを選択する位相調整手
段、並びにディジタルフィルタを経た前記第１のシフト
レジスタ手段及び前記位相調整手段の出力に基づいて電
力量を演算する演算手段を備えた電子式電力量計。 - 【請求項４】 交流電流を量子化された数値に変換する
電流ΔΣ変調手段、交流電圧を量子化された数値に変換
する電圧ΔΣ変調手段、前記量子化された交流電流をｎ
個記憶する第１のシフトレジスタ手段、前記量子化され
た交流電圧をｍ（ｎ＞ｍ）個記憶する第２のシフトレジ
スタ手段、前記電流ΣΔ変調手段、前記電圧ΔΣ変調手
段、前記第１のシフトレジスタ手段及び前記第２のシフ
トレジスタ手段にサンプリングクロックを供給するサン
プリングクロック供給手段、前記第１のシフトレジスタ
手段のｎ個の出力のうち１個だけを選択する位相調整手
段、並びにディジタルフィルタを経た前記第２のシフト
レジスタ手段及び前記位相調整手段の出力に基づいて電
力量を演算する演算手段を備えた電子式電力量計。 - 【請求項５】 交流電流を量子化された数値に変換する
電流ΔΣ変調手段、交流電圧を量子化された数値に変換
する電圧ΔΣ変調手段、前記量子化された交流電圧をｎ
個記憶するシフトレジスタ手段、前記電流ΣΔ変調手
段、前記電圧ΔΣ変調手段及び前記シフトレジスタ手段
にサンプリングクロックを供給するサンプリングクロッ
ク供給手段、前記シフトレジスタ手段のｎ個の出力のう
ち１個だけを選択する９０度移相手段、並びにディジタ
ルフィルタを経た前記電流ΔΣ変調手段及び前記９０度
移相手段の出力に基づいて無効電力量を演算する演算手
段を備えた電子式電力量計。 - 【請求項６】 交流電流を量子化された数値に変換する
電流ΔΣ変調手段、交流電圧を量子化された数値に変換
する電圧ΔΣ変調手段、前記量子化された交流電流をｎ
個記憶するシフトレジスタ手段、前記電流ΣΔ変調手
段、前記電圧ΔΣ変調手段及び前記シフトレジスタ手段
にサンプリングクロックを供給するサンプリングクロッ
ク供給手段、前記シフトレジスタ手段のｎ個の出力のう
ち１個だけを選択する９０度移相手段、並びにディジタ
ルフィルタを経た前記電圧ΔΣ変調手段及び前記９０度
移相手段の出力に基づいて無効電力量を演算する演算手
段を備えた電子式電力量計。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14151892A JP2813508B2 (ja) | 1992-06-02 | 1992-06-02 | 電子式電力量計 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14151892A JP2813508B2 (ja) | 1992-06-02 | 1992-06-02 | 電子式電力量計 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05333067A true JPH05333067A (ja) | 1993-12-17 |
| JP2813508B2 JP2813508B2 (ja) | 1998-10-22 |
Family
ID=15293836
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14151892A Expired - Lifetime JP2813508B2 (ja) | 1992-06-02 | 1992-06-02 | 電子式電力量計 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2813508B2 (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1994016334A1 (fr) * | 1993-01-06 | 1994-07-21 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Wattheuremetre electronique |
| WO2003060531A1 (fr) * | 2002-01-09 | 2003-07-24 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Watt-heuremetre, procede de rectification d'erreur, et circuit de calcul de puissance |
| JP2012037308A (ja) * | 2010-08-05 | 2012-02-23 | Nippon Denki Keiki Kenteisho | 力率計用位相進み／遅れ判別装置 |
| JP2012247276A (ja) * | 2011-05-26 | 2012-12-13 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 信号シフト装置及び方法 |
| JP2012247275A (ja) * | 2011-05-26 | 2012-12-13 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 信号シフト装置及び方法 |
| JP2016142698A (ja) * | 2015-02-05 | 2016-08-08 | 株式会社明電舎 | パワー半導体デバイスのスイッチングエネルギー損失評価装置および評価方法 |
| JP2021081310A (ja) * | 2019-11-20 | 2021-05-27 | Ｎｅｃプラットフォームズ株式会社 | 校正方法及び導出システム |
| JP2021533360A (ja) * | 2018-07-30 | 2021-12-02 | テキサス インスツルメンツ インコーポレイテッド | 電流センサ構成及び較正 |
-
1992
- 1992-06-02 JP JP14151892A patent/JP2813508B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1994016334A1 (fr) * | 1993-01-06 | 1994-07-21 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Wattheuremetre electronique |
| US5764523A (en) * | 1993-01-06 | 1998-06-09 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Electronic watt-hour meter |
| WO2003060531A1 (fr) * | 2002-01-09 | 2003-07-24 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Watt-heuremetre, procede de rectification d'erreur, et circuit de calcul de puissance |
| JP2012037308A (ja) * | 2010-08-05 | 2012-02-23 | Nippon Denki Keiki Kenteisho | 力率計用位相進み／遅れ判別装置 |
| JP2012247276A (ja) * | 2011-05-26 | 2012-12-13 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 信号シフト装置及び方法 |
| JP2012247275A (ja) * | 2011-05-26 | 2012-12-13 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 信号シフト装置及び方法 |
| JP2016142698A (ja) * | 2015-02-05 | 2016-08-08 | 株式会社明電舎 | パワー半導体デバイスのスイッチングエネルギー損失評価装置および評価方法 |
| JP2021533360A (ja) * | 2018-07-30 | 2021-12-02 | テキサス インスツルメンツ インコーポレイテッド | 電流センサ構成及び較正 |
| US12210083B2 (en) | 2018-07-30 | 2025-01-28 | Texas Instruments Incorporated | Current sensor configuration and calibration |
| JP2021081310A (ja) * | 2019-11-20 | 2021-05-27 | Ｎｅｃプラットフォームズ株式会社 | 校正方法及び導出システム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2813508B2 (ja) | 1998-10-22 |
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