JPH0533465B2 - - Google Patents
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- JPH0533465B2 JPH0533465B2 JP59276225A JP27622584A JPH0533465B2 JP H0533465 B2 JPH0533465 B2 JP H0533465B2 JP 59276225 A JP59276225 A JP 59276225A JP 27622584 A JP27622584 A JP 27622584A JP H0533465 B2 JPH0533465 B2 JP H0533465B2
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- signal
- pulse
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- 230000003287 optical effect Effects 0.000 claims description 9
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims description 8
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 4
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 12
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 239000007788 liquid Substances 0.000 description 1
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Description
【発明の詳細な説明】
［発明の技術分野］
この発明は例えばCD（コンパクトデイスク）、
VD（ビデオデイスク）等の光学式デイスクを再
生する光学式デイスク再生装置に係り、特にレー
ザ出力の効率を上げて低消費電力化に寄与し得る
ように改良したものに関する。
VD（ビデオデイスク）等の光学式デイスクを再
生する光学式デイスク再生装置に係り、特にレー
ザ出力の効率を上げて低消費電力化に寄与し得る
ように改良したものに関する。
［発明の技術的背景とその問題点］
従来より、光学式デイスク再生装置にあつて
は、CD方式のもの（CD再生装置と称する）を例
にとつてみると、そのレーザ出力制御回路は第４
図に示すように直列抵抗制御方式で構成されてい
る。すなわち、図中１１はモニタ電圧検出回路
で、このモニタ電圧検出回路１１は後述するレー
ザダイオードLDのレーザ出力をモニタダイオー
ドMDで電流検出し、その電流信号を可変抵抗
VR及び抵抗Ｒ１により電圧信号VMDに変換する
もので、このモニタ電圧検出回路１１で検出され
た電圧信号VMDは誤差電圧検出回路１２に供給さ
れる。この誤差電圧検出回路１２は単一電源のオ
ペアンプＡ１、基準電圧Ｅ０、ゲイン設定用の抵
抗Ｒ１，Ｒ２、高域成分除去用のコンデンサＣ１
よりなるもので、上記電圧信号VMDと基準電圧源
Ｅ０の出力Ｖ０との差電圧（誤差電圧）を取出す
もので、この誤差電圧はLD駆動回路１３に供給
される。このLD駆動回路１３は抵抗Ｒ４〜Ｒ６、
トランジスタＱ１、平滑用コンデンサＣ１及びレ
ーザダイオードLDよりなり、上記誤差電圧に応
じてレーザダイオードLDの供給電流を制御する
もので、これによつてレーザダイオードLDのレ
ーザ出力は一定に制御される。また、このLD駆
動回路１３にはLD駆動停止回路１４が接続され
ている。このLD駆動停止回路１４は抵抗Ｒ７，
Ｒ８、オペアンプＡ２及びダイオードＤ１よりな
り、レーザ出力オン・オフを制御する外部コント
ロール信号LDOFに応じて上記トランジスタＱ１
のベース電位を制御するもので、コントロール信
号LDOFがＨ（ハイ）レベルになるとオペアンプ
Ａ２の出力端がアース電位となつて上記誤差電圧
検出回路１２の出力を引込むものである。このと
きトランジスタＱ１はベース電流が流れないので
カツトオフ状態となり、レーザダイオードLDは
オフ状態となる。
は、CD方式のもの（CD再生装置と称する）を例
にとつてみると、そのレーザ出力制御回路は第４
図に示すように直列抵抗制御方式で構成されてい
る。すなわち、図中１１はモニタ電圧検出回路
で、このモニタ電圧検出回路１１は後述するレー
ザダイオードLDのレーザ出力をモニタダイオー
ドMDで電流検出し、その電流信号を可変抵抗
VR及び抵抗Ｒ１により電圧信号VMDに変換する
もので、このモニタ電圧検出回路１１で検出され
た電圧信号VMDは誤差電圧検出回路１２に供給さ
れる。この誤差電圧検出回路１２は単一電源のオ
ペアンプＡ１、基準電圧Ｅ０、ゲイン設定用の抵
抗Ｒ１，Ｒ２、高域成分除去用のコンデンサＣ１
よりなるもので、上記電圧信号VMDと基準電圧源
Ｅ０の出力Ｖ０との差電圧（誤差電圧）を取出す
もので、この誤差電圧はLD駆動回路１３に供給
される。このLD駆動回路１３は抵抗Ｒ４〜Ｒ６、
トランジスタＱ１、平滑用コンデンサＣ１及びレ
ーザダイオードLDよりなり、上記誤差電圧に応
じてレーザダイオードLDの供給電流を制御する
もので、これによつてレーザダイオードLDのレ
ーザ出力は一定に制御される。また、このLD駆
動回路１３にはLD駆動停止回路１４が接続され
ている。このLD駆動停止回路１４は抵抗Ｒ７，
Ｒ８、オペアンプＡ２及びダイオードＤ１よりな
り、レーザ出力オン・オフを制御する外部コント
ロール信号LDOFに応じて上記トランジスタＱ１
のベース電位を制御するもので、コントロール信
号LDOFがＨ（ハイ）レベルになるとオペアンプ
Ａ２の出力端がアース電位となつて上記誤差電圧
検出回路１２の出力を引込むものである。このと
きトランジスタＱ１はベース電流が流れないので
カツトオフ状態となり、レーザダイオードLDは
オフ状態となる。
ここで、オペアンプＡ１の出力電圧をＶ１２、
レーザダイオードLDにかかる電圧をVF（VF＝2V
１２）とすると、レーザダイオードLDに流れる
電流ILDは、 ILD＝Ｖ−（0.6V＋VF）／Ｒ となるので、抵抗Ｒ６で消費される電力はILD 2・
Ｒとなり、効率はVF×ILD／VCC×ILDとなる。
レーザダイオードLDにかかる電圧をVF（VF＝2V
１２）とすると、レーザダイオードLDに流れる
電流ILDは、 ILD＝Ｖ−（0.6V＋VF）／Ｒ となるので、抵抗Ｒ６で消費される電力はILD 2・
Ｒとなり、効率はVF×ILD／VCC×ILDとなる。
しかしながら、上記のような従来のレーザ出力
制御回路では、電力損失が大きいため、特にポー
タブルタイプのCD再生装置に適用できるように
低消費電力化を実施しなければならない場合に問
題となる。例えば、Ｒ６＝20Ω、ILD＝100ｍＡ、
VF＝2Vとすると、抵抗Ｒ６及びレーザダイオー
ドLDの各消費電力WR，WLDはWR＝WLD＝200ｍ
Ｗとなり、レーザダイオードLDの消費電力と等
しい電力が抵抗によつて消費されることになる。
また、LD駆動停止回路が必要であり、そのまま
集積回路（IC）化すると素子数が多くなつてし
まい、好ましくない。
制御回路では、電力損失が大きいため、特にポー
タブルタイプのCD再生装置に適用できるように
低消費電力化を実施しなければならない場合に問
題となる。例えば、Ｒ６＝20Ω、ILD＝100ｍＡ、
VF＝2Vとすると、抵抗Ｒ６及びレーザダイオー
ドLDの各消費電力WR，WLDはWR＝WLD＝200ｍ
Ｗとなり、レーザダイオードLDの消費電力と等
しい電力が抵抗によつて消費されることになる。
また、LD駆動停止回路が必要であり、そのまま
集積回路（IC）化すると素子数が多くなつてし
まい、好ましくない。
［発明の目的］
この発明は上記のような問題を改善するために
なされたもので、高効率でかつLD駆動停止回路
を必要としないばかりでなく、IC化の容易な光
学式デイスク再生装置のレーザ出力制御回路を提
供することを目的とする。
なされたもので、高効率でかつLD駆動停止回路
を必要としないばかりでなく、IC化の容易な光
学式デイスク再生装置のレーザ出力制御回路を提
供することを目的とする。
［発明の概要］
すなわち、この発明に係る光学式デイスク再生
装置のレーザ出力制御回路は、光学式デイスクに
対してレーザ光を放射するレーザ出力素子と、こ
のレーザ出力素子の出力レベルを検出するモニタ
素子と、このモニタ素子の出力及び第１の基準電
圧を比較してその差電圧を取出す第１の比較回路
と、所定周期のキヤリア信号に応じて鋸歯状波電
圧信号を生成し該電圧信号の振幅レベルを前記差
電圧に応じて制御する鋸歯状波電圧信号生成回路
と、前記鋸歯状波電圧信号と第２の基準電圧とを
比較して生成される出力パルスをパルス幅変調す
る第２の比較回路と、この第２の比較回路の出力
パルスによりスイツチング制御されるスイツチン
グ素子を有し該スイツチング素子を介して得られ
るパルス電圧を整流平滑して前記レーザ出力素子
に駆動電圧として供給するレーザ出力素子駆動回
路とを具備したことを特徴とするものである。
装置のレーザ出力制御回路は、光学式デイスクに
対してレーザ光を放射するレーザ出力素子と、こ
のレーザ出力素子の出力レベルを検出するモニタ
素子と、このモニタ素子の出力及び第１の基準電
圧を比較してその差電圧を取出す第１の比較回路
と、所定周期のキヤリア信号に応じて鋸歯状波電
圧信号を生成し該電圧信号の振幅レベルを前記差
電圧に応じて制御する鋸歯状波電圧信号生成回路
と、前記鋸歯状波電圧信号と第２の基準電圧とを
比較して生成される出力パルスをパルス幅変調す
る第２の比較回路と、この第２の比較回路の出力
パルスによりスイツチング制御されるスイツチン
グ素子を有し該スイツチング素子を介して得られ
るパルス電圧を整流平滑して前記レーザ出力素子
に駆動電圧として供給するレーザ出力素子駆動回
路とを具備したことを特徴とするものである。
［発明の実施例］
以下、第１図乃至第３図を参照してこの発明の
一実施例を詳細に説明する。
一実施例を詳細に説明する。
第１図はその構成を示すもので、図中符号２１
はモニタ電圧検出回路である。このモニタ電圧検
出回路２１はモニタダイオードMDの出力IMDを
可変抵抗VR及び抵抗Ｒ１により電圧VMDに変換
して出力するもので、このモニタ電圧検出回路２
１の出力は比較回路２２に供給される。この比較
回路２２は差動回路を構成するトランジスタＱ
２，３、トランジスタＱ２，Ｑ３を飽和させない
ためのエミツタフオロワを構成するトランジスタ
Ｑ４，Ｑ５、トランジスタＱ４，Ｑ５の動作電流
を決める電流源Ｉ１，Ｉ２、入力差動電圧に対す
るトランジスタＱ３のコレクタ電流の変化幅を小
さくし、後述する鋸歯状波電圧信号生成回路２３
に対する制御範囲を広くするためのエミツタ抵抗
Ｒ９，Ｒ１０、トランジスタＱ２，Ｑ３の動作電
流を決める電流源Ｉ３、トランジスタＱ３のコレ
クタ電流を上記鋸歯状波電圧信号生成回路２３に
出力するためのトランジスタＱ６及び抵抗Ｒ１１
よりなり、トランジスタＱ４のベースに供給され
るモニタ電圧信号VMDとトランジスタＱ５のベー
スに供給される基準電圧源Ｅ１からの基準電圧信
号Ｖ１との差電圧を取出すもので、この比較回路
２２で取出された差電圧は鋸歯状波電圧信号生成
回路２３に供給される。
はモニタ電圧検出回路である。このモニタ電圧検
出回路２１はモニタダイオードMDの出力IMDを
可変抵抗VR及び抵抗Ｒ１により電圧VMDに変換
して出力するもので、このモニタ電圧検出回路２
１の出力は比較回路２２に供給される。この比較
回路２２は差動回路を構成するトランジスタＱ
２，３、トランジスタＱ２，Ｑ３を飽和させない
ためのエミツタフオロワを構成するトランジスタ
Ｑ４，Ｑ５、トランジスタＱ４，Ｑ５の動作電流
を決める電流源Ｉ１，Ｉ２、入力差動電圧に対す
るトランジスタＱ３のコレクタ電流の変化幅を小
さくし、後述する鋸歯状波電圧信号生成回路２３
に対する制御範囲を広くするためのエミツタ抵抗
Ｒ９，Ｒ１０、トランジスタＱ２，Ｑ３の動作電
流を決める電流源Ｉ３、トランジスタＱ３のコレ
クタ電流を上記鋸歯状波電圧信号生成回路２３に
出力するためのトランジスタＱ６及び抵抗Ｒ１１
よりなり、トランジスタＱ４のベースに供給され
るモニタ電圧信号VMDとトランジスタＱ５のベー
スに供給される基準電圧源Ｅ１からの基準電圧信
号Ｖ１との差電圧を取出すもので、この比較回路
２２で取出された差電圧は鋸歯状波電圧信号生成
回路２３に供給される。
この鋸歯状波電圧信号生成回路２３は積分用コ
ンデンサＣ２、このコンデンサＣ２に充電電流を
供給する電流源Ｉ４、キヤリア信号Scに応じて
コンデンサＣ２を放電するスイツチＳ１、上記比
較回路２２のトランジスタＱ６及び抵抗Ｒ１１と
カレントミラー回路を構成し上記差電圧に応じて
コンデンサＣ２の充電電流を制限するトランジス
タＱ７及び抵抗Ｒ１２よりなり、比較回路２２か
らの差電圧に応じて振幅レベルが制限される鋸歯
状波電圧信号Ｖ２３を生成するもので、この鋸歯
状波電圧信号Ｖ２３はレベル比較回路２４に供給
される。このレベル比較回路２４は上記鋸歯状波
電圧信号Ｖ２３をコンパレータCMPの反転入力
端（−）に供給し、その非反転入力端（＋）に供
給されている基準電圧Vrefとレベル比較するも
ので、このレベル比較回路２４の出力はコントロ
ール信号VcontとしてLD駆動回路２５に供給さ
れる。
ンデンサＣ２、このコンデンサＣ２に充電電流を
供給する電流源Ｉ４、キヤリア信号Scに応じて
コンデンサＣ２を放電するスイツチＳ１、上記比
較回路２２のトランジスタＱ６及び抵抗Ｒ１１と
カレントミラー回路を構成し上記差電圧に応じて
コンデンサＣ２の充電電流を制限するトランジス
タＱ７及び抵抗Ｒ１２よりなり、比較回路２２か
らの差電圧に応じて振幅レベルが制限される鋸歯
状波電圧信号Ｖ２３を生成するもので、この鋸歯
状波電圧信号Ｖ２３はレベル比較回路２４に供給
される。このレベル比較回路２４は上記鋸歯状波
電圧信号Ｖ２３をコンパレータCMPの反転入力
端（−）に供給し、その非反転入力端（＋）に供
給されている基準電圧Vrefとレベル比較するも
ので、このレベル比較回路２４の出力はコントロ
ール信号VcontとしてLD駆動回路２５に供給さ
れる。
このLD駆動回路２５は電源電圧平滑用の抵抗
Ｒ１３及びコンデンサＣ３、上記レベル比較回路
２４からのコントロール信号Vcontによりスイツ
チング制御されるトランジスタＱ８、トランジス
タＱ８のバイアス用抵抗Ｒ１４、トランジスタＱ
８のベース抵抗Ｒ１５、トランジスタＱ８がオフ
状態のときに電流を流すダイオードＤ２、平滑用
のコイルＬ１及びコンデンサＣ４，Ｃ５よりなる
もので、トランジスタＱ８をコントロール信号
Vcontでスイツチング制御し、このトランジスタ
Ｑ８から出力されるパルス電圧を整流平滑してレ
ーザダイオードLDに供給するようにしたもので
ある。
Ｒ１３及びコンデンサＣ３、上記レベル比較回路
２４からのコントロール信号Vcontによりスイツ
チング制御されるトランジスタＱ８、トランジス
タＱ８のバイアス用抵抗Ｒ１４、トランジスタＱ
８のベース抵抗Ｒ１５、トランジスタＱ８がオフ
状態のときに電流を流すダイオードＤ２、平滑用
のコイルＬ１及びコンデンサＣ４，Ｃ５よりなる
もので、トランジスタＱ８をコントロール信号
Vcontでスイツチング制御し、このトランジスタ
Ｑ８から出力されるパルス電圧を整流平滑してレ
ーザダイオードLDに供給するようにしたもので
ある。
上記のような構成において、以下第２図を参照
してその動作について説明する。
してその動作について説明する。
まず、レーザダイオードLDのレーザ出力が増
大したとすると、モニタダイオードMDの検出電
流IMDも増大するため、比較回路２２に供給され
るモニタ電圧VMDが基準電圧Ｖ１より高くなる。
このようにVMD＞Ｖ１になると、トランジスタＱ
５のコレクタ電流が増加するので、鋸歯状波電圧
生成回路２３のトランジスタＱ７のコレクタ電流
も増加する。ここで、鋸歯状波電圧生成回路２３
は第２図ａに示すキヤリア信号Scのトリガパル
スにより所定周期の鋸歯状波電圧信号Ｖ２３が生
成されるが、この鋸歯状液電圧信号Ｖ２３の傾き
はコンデンサＣ２の充電電流によつて決まる。し
たがつて、トランジスタＱ７のコレクタ電流が増
加すると充電電流が減少するので、第２図ｂに示
すようにその傾きが小さくなつて振幅レベルが低
くなる。その結果、レベル比較回路２４のコンパ
レータ出力VcontはＬレベルのパルス幅が狭くな
るので、LD駆動回路２５のトランジスタＱ８の
オン時間が短くなる。このため、レーザダイオー
ドLDのレーザ出力は減少する。このように、レ
ーザダイオードLDのレーザ出力はモニタダイオ
ードMDの検出出力VMDが基準電圧Ｖ１と等しく
なるように自動的に制御される。
大したとすると、モニタダイオードMDの検出電
流IMDも増大するため、比較回路２２に供給され
るモニタ電圧VMDが基準電圧Ｖ１より高くなる。
このようにVMD＞Ｖ１になると、トランジスタＱ
５のコレクタ電流が増加するので、鋸歯状波電圧
生成回路２３のトランジスタＱ７のコレクタ電流
も増加する。ここで、鋸歯状波電圧生成回路２３
は第２図ａに示すキヤリア信号Scのトリガパル
スにより所定周期の鋸歯状波電圧信号Ｖ２３が生
成されるが、この鋸歯状液電圧信号Ｖ２３の傾き
はコンデンサＣ２の充電電流によつて決まる。し
たがつて、トランジスタＱ７のコレクタ電流が増
加すると充電電流が減少するので、第２図ｂに示
すようにその傾きが小さくなつて振幅レベルが低
くなる。その結果、レベル比較回路２４のコンパ
レータ出力VcontはＬレベルのパルス幅が狭くな
るので、LD駆動回路２５のトランジスタＱ８の
オン時間が短くなる。このため、レーザダイオー
ドLDのレーザ出力は減少する。このように、レ
ーザダイオードLDのレーザ出力はモニタダイオ
ードMDの検出出力VMDが基準電圧Ｖ１と等しく
なるように自動的に制御される。
また、このレーザ出力制御回路は、上記キヤリ
ア信号Scを第２図ａに示すようにＨレベルに設
定することにより、同図ｂに示すように鋸歯状波
電圧信号Ｖ２３の発生を停止させ、同図ｃに示す
ようにコントロール信号ScontをＨレベルに保持
することによりトランジスタＱ８をオフ状態と
し、これによつてレーザダイオードLDの駆動を
停止させることができる。
ア信号Scを第２図ａに示すようにＨレベルに設
定することにより、同図ｂに示すように鋸歯状波
電圧信号Ｖ２３の発生を停止させ、同図ｃに示す
ようにコントロール信号ScontをＨレベルに保持
することによりトランジスタＱ８をオフ状態と
し、これによつてレーザダイオードLDの駆動を
停止させることができる。
第３図は上記レーザ出力制御回路の比較回路２
２及び鋸歯状波電圧信号生成回路２３を、アナロ
グ回路のサーボIC３０とＣ−MOS回路のサーボ
コントロールIC３１と分けてIC化する場合の具
体的構成を示すもので、IC３０の３０１は電源
電圧Vccの入力端子、３０２は基準電圧Vrefの入
力端子、３０３はモニタ電圧VMDの入力端子、３
０４はバイアス電圧VBBの入力端子、３０５はア
ースGND接続端子、３０６は充電電流供給端子、
３０７は鋸歯状波電圧信号Ｖ２３の出力端子であ
る。そして、前記電流源Ｉ１〜Ｉ４はトランジス
タＱ９〜Ｑ１５及び抵抗Ｒ１６〜Ｒ２２で構成
し、バイアス電圧VBBで駆動するようになされて
いる。また、前記電圧Ｖ１は基準電圧Vrefを抵
抗Ｒ２３，Ｒ２４で分圧することにより得られる
ようになされている。
２及び鋸歯状波電圧信号生成回路２３を、アナロ
グ回路のサーボIC３０とＣ−MOS回路のサーボ
コントロールIC３１と分けてIC化する場合の具
体的構成を示すもので、IC３０の３０１は電源
電圧Vccの入力端子、３０２は基準電圧Vrefの入
力端子、３０３はモニタ電圧VMDの入力端子、３
０４はバイアス電圧VBBの入力端子、３０５はア
ースGND接続端子、３０６は充電電流供給端子、
３０７は鋸歯状波電圧信号Ｖ２３の出力端子であ
る。そして、前記電流源Ｉ１〜Ｉ４はトランジス
タＱ９〜Ｑ１５及び抵抗Ｒ１６〜Ｒ２２で構成
し、バイアス電圧VBBで駆動するようになされて
いる。また、前記電圧Ｖ１は基準電圧Vrefを抵
抗Ｒ２３，Ｒ２４で分圧することにより得られる
ようになされている。
一方、サーボコントロールIC３１には前記キ
ヤリア信号Scでスイツチング制御されるスイツ
チＳ１が例えばトランジスタ等で形成されてお
り、このスイツチＳ１は端子３１１を介して上記
IC３０の充電電流Ｉ４の出力端子３０６に接続
される。つまり、上記IC３０，３１の接続端子
は前記積分用コンデンサＣ２の接続端子のみでよ
い。
ヤリア信号Scでスイツチング制御されるスイツ
チＳ１が例えばトランジスタ等で形成されてお
り、このスイツチＳ１は端子３１１を介して上記
IC３０の充電電流Ｉ４の出力端子３０６に接続
される。つまり、上記IC３０，３１の接続端子
は前記積分用コンデンサＣ２の接続端子のみでよ
い。
したがつて、上記のように構成したレーザ出力
制御回路はLD駆動をパルス幅変調（PWM）制
御方式としているため、従来の直列抵抗制御方式
に比して効率が高く、また鋸歯状波電圧信号生成
用の充電電流を制御する方式なのでIC化し易く、
またその端子数も少なくて済む。さらに、上記レ
ーザ出力の駆動停止はキヤリア信号のトリガパル
スを停止するだけでよいので、従来のようにLD
駆動停止回路を設ける必要はない。
制御回路はLD駆動をパルス幅変調（PWM）制
御方式としているため、従来の直列抵抗制御方式
に比して効率が高く、また鋸歯状波電圧信号生成
用の充電電流を制御する方式なのでIC化し易く、
またその端子数も少なくて済む。さらに、上記レ
ーザ出力の駆動停止はキヤリア信号のトリガパル
スを停止するだけでよいので、従来のようにLD
駆動停止回路を設ける必要はない。
［発明の効果］
以上詳述したようにこの発明によれば、高効率
でかつLD駆動停止回路を必要としないばかりで
なく、IC化の容易な光学式デイスク再生装置の
レーザ出力制御回路を提供することができる。
でかつLD駆動停止回路を必要としないばかりで
なく、IC化の容易な光学式デイスク再生装置の
レーザ出力制御回路を提供することができる。
第１図はこの発明に係る光学式デイスク再生装
置のレーザ出力制御回路の一実施例を示すブロツ
ク回路構成図、第２図は上記実施例の動作を説明
するための各回路部出力波形図、第３図は上記実
施例をIC化する場合の具体的な構成を示す回路
図、第４図は従来のレーザ出力制御回路の構成を
示すブロツク回路図である。 １１，２１……モニタ電圧検出回路、１２……
誤差電圧検出回路、１３……LD駆動回路、１４
……LD駆動停止回路、２２……比較回路、２３
……鋸歯状波電圧信号生成回路、２４……レベル
比較回路、２５……LD駆動回路、３０，３１…
…IC。
置のレーザ出力制御回路の一実施例を示すブロツ
ク回路構成図、第２図は上記実施例の動作を説明
するための各回路部出力波形図、第３図は上記実
施例をIC化する場合の具体的な構成を示す回路
図、第４図は従来のレーザ出力制御回路の構成を
示すブロツク回路図である。 １１，２１……モニタ電圧検出回路、１２……
誤差電圧検出回路、１３……LD駆動回路、１４
……LD駆動停止回路、２２……比較回路、２３
……鋸歯状波電圧信号生成回路、２４……レベル
比較回路、２５……LD駆動回路、３０，３１…
…IC。
Claims (1)
- １ 光学式デイスクに対してレーザ光を放射する
レーザ出力素子と、このレーザ出力素子の出力レ
ベルを検出するモニタ素子と、このモニタ素子の
出力及び第１の基準電圧を比較してその差電圧を
取出す第１の比較回路と、所定周期のキヤリア信
号に応じて鋸歯状波電圧信号を生成し該電圧信号
の振幅レベルを前記差電圧に応じて制御する鋸歯
状波電圧信号生成回路と、前記鋸歯状波電圧信号
と第２の基準電圧とを比較して生成される出力パ
ルスをパルス幅変調する第２の比較回路と、この
第２の出力回路の出力パルスによりスイツチング
制御されるスイツチング素子を有し該スイツチン
グ素子を介して得られるパルス電圧を整流平滑し
て前記レーザ出力素子に駆動電圧として供給する
レーザ出力素子駆動回路とを具備したことを特徴
とする光学式デイスク再生装置のレーザ出力制御
回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59276225A JPS61158047A (ja) | 1984-12-28 | 1984-12-28 | 光学式デイスク再生装置のレ−ザ出力制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59276225A JPS61158047A (ja) | 1984-12-28 | 1984-12-28 | 光学式デイスク再生装置のレ−ザ出力制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61158047A JPS61158047A (ja) | 1986-07-17 |
| JPH0533465B2 true JPH0533465B2 (ja) | 1993-05-19 |
Family
ID=17566430
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59276225A Granted JPS61158047A (ja) | 1984-12-28 | 1984-12-28 | 光学式デイスク再生装置のレ−ザ出力制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61158047A (ja) |
-
1984
- 1984-12-28 JP JP59276225A patent/JPS61158047A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61158047A (ja) | 1986-07-17 |
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