JPH05344717A - 電源装置 - Google Patents
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- JPH05344717A JPH05344717A JP4151740A JP15174092A JPH05344717A JP H05344717 A JPH05344717 A JP H05344717A JP 4151740 A JP4151740 A JP 4151740A JP 15174092 A JP15174092 A JP 15174092A JP H05344717 A JPH05344717 A JP H05344717A
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- power supply
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】負荷に電力を供給する電源装置に関するもの
で、小形でかつ２つ以上の負荷をそれぞれ正確に制御で
きるようにする。 【構成】第１の制御回路48により直流変換回路33の出力
端のコンデンサ37に負荷21，22の負荷電圧以下の電圧を
発生させる。また第１の電源回路38の出力端のコンデン
サ42の一端をコンデンサ37に接続し、コンデンサ37とコ
ンデンサ42の電圧の加算値を負荷21に加え、負荷21の消
費電力を常に一定になるように第２の制御回路49で制御
する。また、第２の電源回路43の出力端のコンデンサ47
の一端をコンデンサ37に接続し、コンデンサ37とコンデ
ンサ47の電圧の加算値を負荷22に加え、負荷22の消費電
力を常に一定になるように第３の制御回路53で制御す
る。
で、小形でかつ２つ以上の負荷をそれぞれ正確に制御で
きるようにする。 【構成】第１の制御回路48により直流変換回路33の出力
端のコンデンサ37に負荷21，22の負荷電圧以下の電圧を
発生させる。また第１の電源回路38の出力端のコンデン
サ42の一端をコンデンサ37に接続し、コンデンサ37とコ
ンデンサ42の電圧の加算値を負荷21に加え、負荷21の消
費電力を常に一定になるように第２の制御回路49で制御
する。また、第２の電源回路43の出力端のコンデンサ47
の一端をコンデンサ37に接続し、コンデンサ37とコンデ
ンサ47の電圧の加算値を負荷22に加え、負荷22の消費電
力を常に一定になるように第３の制御回路53で制御す
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、スイッチング方式の電
源装置に関するものである。
源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、電源装置は、小形・軽量・高効率
・安価といったことが要求されており、スイッチング方
式の電源装置が広く採用されている。
・安価といったことが要求されており、スイッチング方
式の電源装置が広く採用されている。
【０００３】以下に従来の電源装置について説明する。
図３は従来の電源装置の構成を示す。図３において、6
0，61は負荷である。62は検出回路であり、抵抗63，6
4，65と乗算回路66とで構成され、抵抗63，64により負
荷61の負荷電圧を検出し、抵抗65により負荷61の負荷電
流を検出して乗算回路66へ入力し、負荷61の消費電力に
比例した信号を出力する。67は直流電源である。68は２
出力の一般的なフライバックコンバータ方式による電源
回路であり、トランス69とスイッチング素子であるトラ
ンジスタ70と、ダイオード71，72とコンデンサ73，74と
で構成され、トランジスタ70をオン・オフ動作させるこ
とによって負荷60，61に電力を供給する。75は制御回路
であり、ＴＬ494 などのスイッチングコントロールＩＣ
よりなるＰＷＭ制御部76とその入力部のエラーアンプ77
と基準電源78とで構成され、負荷61の消費電力に比例し
た検出回路62の出力信号をエラーアンプ77の負入力と
し、基準電圧78を正入力とし、トランジスタ70を負荷61
の負荷電力が一定になるようにオン・オフ制御する信号
を出力する。またトランス69の２つの２次巻線69ｂ，69
ｃは磁気的に結合されているため２次巻線69ｂに比例し
た電圧が69ｃから出力されて負荷60の消費電力もほぼ一
定になる。
図３は従来の電源装置の構成を示す。図３において、6
0，61は負荷である。62は検出回路であり、抵抗63，6
4，65と乗算回路66とで構成され、抵抗63，64により負
荷61の負荷電圧を検出し、抵抗65により負荷61の負荷電
流を検出して乗算回路66へ入力し、負荷61の消費電力に
比例した信号を出力する。67は直流電源である。68は２
出力の一般的なフライバックコンバータ方式による電源
回路であり、トランス69とスイッチング素子であるトラ
ンジスタ70と、ダイオード71，72とコンデンサ73，74と
で構成され、トランジスタ70をオン・オフ動作させるこ
とによって負荷60，61に電力を供給する。75は制御回路
であり、ＴＬ494 などのスイッチングコントロールＩＣ
よりなるＰＷＭ制御部76とその入力部のエラーアンプ77
と基準電源78とで構成され、負荷61の消費電力に比例し
た検出回路62の出力信号をエラーアンプ77の負入力と
し、基準電圧78を正入力とし、トランジスタ70を負荷61
の負荷電力が一定になるようにオン・オフ制御する信号
を出力する。またトランス69の２つの２次巻線69ｂ，69
ｃは磁気的に結合されているため２次巻線69ｂに比例し
た電圧が69ｃから出力されて負荷60の消費電力もほぼ一
定になる。
【０００４】このような構成により、直流電源67からト
ランス69の１次巻69ａとトランジスタ70に断続的に電流
が流れ、トランジスタ70がオフのとき、トランス69の１
次巻線69ａに蓄積されたエネルギーをトランス69の２次
巻線69ｂ，69ｃから出力し、ダイオード71，72を介して
コンデンサ73，74で平滑蓄積する。このとき、制御回路
75により、トランジスタ70は負荷61に供給する電力を一
定にするようにオン・オフ制御される。これは同時に負
荷60に供給する電力もほぼ一定に制御することとなり、
直流電源67の出力電圧が変化しても負荷60，61に供給す
る電力は常に一定に制御される。
ランス69の１次巻69ａとトランジスタ70に断続的に電流
が流れ、トランジスタ70がオフのとき、トランス69の１
次巻線69ａに蓄積されたエネルギーをトランス69の２次
巻線69ｂ，69ｃから出力し、ダイオード71，72を介して
コンデンサ73，74で平滑蓄積する。このとき、制御回路
75により、トランジスタ70は負荷61に供給する電力を一
定にするようにオン・オフ制御される。これは同時に負
荷60に供給する電力もほぼ一定に制御することとなり、
直流電源67の出力電圧が変化しても負荷60，61に供給す
る電力は常に一定に制御される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】このような従来の電源
装置では、負荷60，61へ供給すべきすべての電力をトラ
ンス69、トランジスタ70、ダイオード71，72を介して行
う。そのためトランス69の鉄損・銅損、トランジスタ70
の損失およびダイオード71，72の損失などが回路効率を
低下させる大きな要因となっていた。またダイオード7
1，72やコンデンサ73，74は負荷電圧以上の定格の素子
が必要であり、特に負荷電圧が高いときコンデンサ73，
74は高耐圧のものが必要であった。以上の点から放熱板
が大きくなったり、高耐圧の部品が必要であるなどの点
から装置が大きくなるという問題点があった。
装置では、負荷60，61へ供給すべきすべての電力をトラ
ンス69、トランジスタ70、ダイオード71，72を介して行
う。そのためトランス69の鉄損・銅損、トランジスタ70
の損失およびダイオード71，72の損失などが回路効率を
低下させる大きな要因となっていた。またダイオード7
1，72やコンデンサ73，74は負荷電圧以上の定格の素子
が必要であり、特に負荷電圧が高いときコンデンサ73，
74は高耐圧のものが必要であった。以上の点から放熱板
が大きくなったり、高耐圧の部品が必要であるなどの点
から装置が大きくなるという問題点があった。
【０００６】また、２つの負荷60，61を制御する場合、
一般に図３のようにトランス69の出力巻線を２巻線と
し、それぞれの出力に負荷を接続する。このとき、検出
回路62は負荷61の負荷電気特性を検出し、その結果から
制御回路75は所定の信号をトランジスタ70へ出力し、２
つの負荷60，61を制御する。そのため２つの負荷60，61
を１つの負荷61で代表して制御することとなり、負荷61
のばらつき・経年変化・負荷変動などが発生すると負荷
60の消費電力は一定に制御できないという問題点があっ
た。したがって、２つの負荷を正確に制御するためには
２つの電源装置を必要とし、装置が大きくなるという問
題点があった。
一般に図３のようにトランス69の出力巻線を２巻線と
し、それぞれの出力に負荷を接続する。このとき、検出
回路62は負荷61の負荷電気特性を検出し、その結果から
制御回路75は所定の信号をトランジスタ70へ出力し、２
つの負荷60，61を制御する。そのため２つの負荷60，61
を１つの負荷61で代表して制御することとなり、負荷61
のばらつき・経年変化・負荷変動などが発生すると負荷
60の消費電力は一定に制御できないという問題点があっ
た。したがって、２つの負荷を正確に制御するためには
２つの電源装置を必要とし、装置が大きくなるという問
題点があった。
【０００７】本発明は、上記従来の問題を解決するもの
で、負荷に電力を供給する電源装置において、小形で、
さらに２つ以上の負荷の場合はそれぞれを正確に制御で
きる電源装置を提供することを目的とする。
で、負荷に電力を供給する電源装置において、小形で、
さらに２つ以上の負荷の場合はそれぞれを正確に制御で
きる電源装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明の電源装置は、負荷と、前記負荷の負荷特性
を検出する検出回路と、直流電源と、スイッチング素子
を有して、前記直流電源の出力端と前記負荷との間に前
記直流電源の出力電圧に所定の電圧を加算するように接
続される電源回路と、前記検出回路の出力信号を入力し
前記負荷の負荷電気特性が所定の特性になるように前記
スイッチング素子への駆動信号を出力する制御回路とを
備えたものである。
に、本発明の電源装置は、負荷と、前記負荷の負荷特性
を検出する検出回路と、直流電源と、スイッチング素子
を有して、前記直流電源の出力端と前記負荷との間に前
記直流電源の出力電圧に所定の電圧を加算するように接
続される電源回路と、前記検出回路の出力信号を入力し
前記負荷の負荷電気特性が所定の特性になるように前記
スイッチング素子への駆動信号を出力する制御回路とを
備えたものである。
【０００９】また、２つ以上の負荷と、前記負荷の少な
くとも負荷電力を個々に検出する２つ以上の検出回路
と、直流電源と、スイッチング素子を有して、前記直流
電源の出力端に接続され前記負荷の中で最低の負荷電圧
以下の電圧を出力する直流変換回路と、スイッチング素
子を有して、前記直流変換回路の出力端と少なくとも前
記負荷の中で最低の負荷電圧以外の負荷との間に前記直
流変換回路の出力電圧に所定の電圧を加算するように接
続される少なくとも１つ以上の電源回路と、前記検出回
路の出力信号を入力し前記負荷に所定の電力が供給され
るように少なくとも２つ以上の前記スイッチング素子へ
の駆動信号を出力する制御回路とを備えたものである。
くとも負荷電力を個々に検出する２つ以上の検出回路
と、直流電源と、スイッチング素子を有して、前記直流
電源の出力端に接続され前記負荷の中で最低の負荷電圧
以下の電圧を出力する直流変換回路と、スイッチング素
子を有して、前記直流変換回路の出力端と少なくとも前
記負荷の中で最低の負荷電圧以外の負荷との間に前記直
流変換回路の出力電圧に所定の電圧を加算するように接
続される少なくとも１つ以上の電源回路と、前記検出回
路の出力信号を入力し前記負荷に所定の電力が供給され
るように少なくとも２つ以上の前記スイッチング素子へ
の駆動信号を出力する制御回路とを備えたものである。
【００１０】
【作用】本発明は上記した構成により、直流電源の出力
に電源回路の出力を加算した出力が負荷に供給され、直
流電源から直接負荷に電力を供給することができるの
で、電源回路は負荷への供給電力より小さい容量の電源
回路でよく、電源回路を介する電力が小さくなることで
損失が低下する。
に電源回路の出力を加算した出力が負荷に供給され、直
流電源から直接負荷に電力を供給することができるの
で、電源回路は負荷への供給電力より小さい容量の電源
回路でよく、電源回路を介する電力が小さくなることで
損失が低下する。
【００１１】また、２つ以上の負荷への電力供給の大部
分を直流変換回路から供給し、負荷のばらつき・経年変
化・負荷変動などを補正する部分を電源回路から供給で
き、２つ以上の負荷を個別に正確に制御できるととも
に、電源回路は小さい容量の電源回路で十分である。
分を直流変換回路から供給し、負荷のばらつき・経年変
化・負荷変動などを補正する部分を電源回路から供給で
き、２つ以上の負荷を個別に正確に制御できるととも
に、電源回路は小さい容量の電源回路で十分である。
【００１２】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図面に基づいて説
明する。図１は本発明の第１の実施例の電源装置の回路
図である。図１において１は直流電源、２は負荷であ
る。３は検出回路であり、抵抗４，５とで構成され、負
荷２の電圧に比例した信号を出力する。６は一般的なフ
ライバックコンバータ方式による電源回路であり、トラ
ンス７とスイッチング素子であるトランジスタ８と、ダ
イオード９とコンデンサ10とで構成され、電源回路６の
出力端であるコンデンサ10の一端を直流電源１の正出力
端子に接続し、直流電源１とコンデンサ10の電圧の加算
値を負荷に加える構成にしており、トランジスタ８をオ
ン・オフ動作させることによって負荷２の両端に直流電
源１とコンデンサ10の電圧の加算値が加えられる。11は
制御回路であり、ＴＬ494 などのスイッチングコントロ
ールＩＣよりなるＰＷＭ制御部12とその入力部のエラー
アンプ13と基準電源14とで構成され、負荷２の電圧に比
例した検出回路３の出力信号をエラーアンプ13の負入力
とし、基準電圧14を正入力とし、トランジスタ８を負荷
２の負荷電圧を一定にするようにオン・オフ制御する。
明する。図１は本発明の第１の実施例の電源装置の回路
図である。図１において１は直流電源、２は負荷であ
る。３は検出回路であり、抵抗４，５とで構成され、負
荷２の電圧に比例した信号を出力する。６は一般的なフ
ライバックコンバータ方式による電源回路であり、トラ
ンス７とスイッチング素子であるトランジスタ８と、ダ
イオード９とコンデンサ10とで構成され、電源回路６の
出力端であるコンデンサ10の一端を直流電源１の正出力
端子に接続し、直流電源１とコンデンサ10の電圧の加算
値を負荷に加える構成にしており、トランジスタ８をオ
ン・オフ動作させることによって負荷２の両端に直流電
源１とコンデンサ10の電圧の加算値が加えられる。11は
制御回路であり、ＴＬ494 などのスイッチングコントロ
ールＩＣよりなるＰＷＭ制御部12とその入力部のエラー
アンプ13と基準電源14とで構成され、負荷２の電圧に比
例した検出回路３の出力信号をエラーアンプ13の負入力
とし、基準電圧14を正入力とし、トランジスタ８を負荷
２の負荷電圧を一定にするようにオン・オフ制御する。
【００１３】このような構成により、直流電源１からの
出力はトランス７の１次巻線７ａとトランジスタ８に断
続的に電流が流れ、トランジスタ８がオフのとき、トラ
ンス７の１次巻線７ａに蓄積されたエネルギーをトラン
ス７の２次巻線７ｂから出力し、ダイオード９を介して
コンデンサ10で平滑蓄積する。コンデンサ10の一端は直
流電源１の正出力端子に接続されているので、負荷２に
は直流電源１とコンデンサ10の電圧の加算値が加わり、
負荷２に供給される電力は直流電源１から直接加わるも
のと電源回路６を介して加わるものとの加算になる。
出力はトランス７の１次巻線７ａとトランジスタ８に断
続的に電流が流れ、トランジスタ８がオフのとき、トラ
ンス７の１次巻線７ａに蓄積されたエネルギーをトラン
ス７の２次巻線７ｂから出力し、ダイオード９を介して
コンデンサ10で平滑蓄積する。コンデンサ10の一端は直
流電源１の正出力端子に接続されているので、負荷２に
は直流電源１とコンデンサ10の電圧の加算値が加わり、
負荷２に供給される電力は直流電源１から直接加わるも
のと電源回路６を介して加わるものとの加算になる。
【００１４】以上のように、負荷２への電力供給を直流
電源１から直接加わるものと電源回路６を介して加わる
ものとの加算にすることによって、電源回路６は負荷２
への供給電力より小さい容量の電源回路でよくなり、電
源回路６の出力電圧を小さくできる。また電源回路６を
介する電力が小さくなるので、各素子での損失が低下し
回路効率を向上させることができる。したがって、電源
回路６に使用する素子は小さい定格の素子を使用するこ
とができるとともに、回路効率を向上させることがで
き、装置の小形化を実現できる。
電源１から直接加わるものと電源回路６を介して加わる
ものとの加算にすることによって、電源回路６は負荷２
への供給電力より小さい容量の電源回路でよくなり、電
源回路６の出力電圧を小さくできる。また電源回路６を
介する電力が小さくなるので、各素子での損失が低下し
回路効率を向上させることができる。したがって、電源
回路６に使用する素子は小さい定格の素子を使用するこ
とができるとともに、回路効率を向上させることがで
き、装置の小形化を実現できる。
【００１５】図２は本発明の第２の実施例の電源装置の
回路図である。図２において、20は直流電源、21，22は
負荷である。23は第１の検出回路であり、抵抗24，25，
26と乗算回路27とで構成され、抵抗24，25により負荷21
の負荷電圧を検出し、抵抗26により負荷21の負荷電流を
検出して乗算回路27へ入力し、負荷21の消費電力に比例
した信号を出力する。また28は第２の検出回路であり、
抵抗29，30，31と乗算回路32とで構成され、抵抗29，30
により負荷22の負荷電圧を検出し、抵抗31により負荷22
の負荷電流を検出して乗算回路32へ入力し、負荷22の消
費電力に比例した信号を出力する。
回路図である。図２において、20は直流電源、21，22は
負荷である。23は第１の検出回路であり、抵抗24，25，
26と乗算回路27とで構成され、抵抗24，25により負荷21
の負荷電圧を検出し、抵抗26により負荷21の負荷電流を
検出して乗算回路27へ入力し、負荷21の消費電力に比例
した信号を出力する。また28は第２の検出回路であり、
抵抗29，30，31と乗算回路32とで構成され、抵抗29，30
により負荷22の負荷電圧を検出し、抵抗31により負荷22
の負荷電流を検出して乗算回路32へ入力し、負荷22の消
費電力に比例した信号を出力する。
【００１６】33は一般的なフライバックコンバータ方式
による直流変換回路であり、トランス34とスイッチング
素子であるトランジスタ35と、ダイオード36とコンデン
サ37とで構成され、トランジスタ35をオン・オフ動作さ
せることによってコンデンサ37の両端に直流電圧を発生
させる。また38は一般的なフライバックコンバータ方式
による第１の電源回路であり、トランス39とスイッチン
グ素子であるトランジスタ40と、ダイオード41とコンデ
ンサ42とで構成され、トランジスタ40をオン・オフ動作
させることによってコンデンサ42の両端に直流電圧が発
生し、コンデンサ42の一端は直流変換回路33の出力端で
あるコンデンサ37の正出力端子に接続し、コンデンサ37
とコンデンサ42の電圧の加算値が負荷21に加わる構成と
なっている。43は一般的なフライバックコンバータ方式
による第２の電源回路であり、トランス44とスイッチン
グ素子であるトランジスタ45と、ダイオード46とコンデ
ンサ47とで構成され、トランジスタ45をオン・オフ動作
させることによってコンデンサ47の両端に直流電圧が発
生し、コンデンサ47の一端は直流変換回路33の出力端で
あるコンデンサ37の正出力端子に接続し、コンデンサ37
とコンデンサ47の電圧の加算値が負荷22に加わる構成と
なっている。
による直流変換回路であり、トランス34とスイッチング
素子であるトランジスタ35と、ダイオード36とコンデン
サ37とで構成され、トランジスタ35をオン・オフ動作さ
せることによってコンデンサ37の両端に直流電圧を発生
させる。また38は一般的なフライバックコンバータ方式
による第１の電源回路であり、トランス39とスイッチン
グ素子であるトランジスタ40と、ダイオード41とコンデ
ンサ42とで構成され、トランジスタ40をオン・オフ動作
させることによってコンデンサ42の両端に直流電圧が発
生し、コンデンサ42の一端は直流変換回路33の出力端で
あるコンデンサ37の正出力端子に接続し、コンデンサ37
とコンデンサ42の電圧の加算値が負荷21に加わる構成と
なっている。43は一般的なフライバックコンバータ方式
による第２の電源回路であり、トランス44とスイッチン
グ素子であるトランジスタ45と、ダイオード46とコンデ
ンサ47とで構成され、トランジスタ45をオン・オフ動作
させることによってコンデンサ47の両端に直流電圧が発
生し、コンデンサ47の一端は直流変換回路33の出力端で
あるコンデンサ37の正出力端子に接続し、コンデンサ37
とコンデンサ47の電圧の加算値が負荷22に加わる構成と
なっている。
【００１７】48は第１の制御回路であり、直流変換回路
33の出力端のコンデンサ37に負荷21，22を所定の特性で
動作させるのに必要な電圧以下の電圧が発生するように
トランジスタ35をオン・オフ動作させる信号を出力す
る。49は第２の制御回路であり、ＴＬ494 などのスイッ
チングコントロールＩＣよりなるＰＷＭ制御部50とその
入力部のエラーアンプ51と基準電源52とで構成され、負
荷21の消費電力に比例した第１の検出回路23の出力信号
をエラーアンプ51の負入力とし、基準電圧52を正入力と
し、トランジスタ40を負荷21の負荷電力を一定にするよ
うにオン・オフ制御する信号を出力する。また53は第３
の制御回路であり、ＴＬ494 などのスイッチングコント
ロールＩＣよりなるＰＷＭ制御部54とその入力部のエラ
ーアンプ55と基準電源56とで構成され、負荷22の消費電
力に比例した第２の検出回路28の出力信号をエラーアン
プ55の負入力とし、基準電圧56を正入力とし、トランジ
スタ45を負荷22の負荷電力を一定にするようにオン・オ
フ制御する信号を出力する。
33の出力端のコンデンサ37に負荷21，22を所定の特性で
動作させるのに必要な電圧以下の電圧が発生するように
トランジスタ35をオン・オフ動作させる信号を出力す
る。49は第２の制御回路であり、ＴＬ494 などのスイッ
チングコントロールＩＣよりなるＰＷＭ制御部50とその
入力部のエラーアンプ51と基準電源52とで構成され、負
荷21の消費電力に比例した第１の検出回路23の出力信号
をエラーアンプ51の負入力とし、基準電圧52を正入力と
し、トランジスタ40を負荷21の負荷電力を一定にするよ
うにオン・オフ制御する信号を出力する。また53は第３
の制御回路であり、ＴＬ494 などのスイッチングコント
ロールＩＣよりなるＰＷＭ制御部54とその入力部のエラ
ーアンプ55と基準電源56とで構成され、負荷22の消費電
力に比例した第２の検出回路28の出力信号をエラーアン
プ55の負入力とし、基準電圧56を正入力とし、トランジ
スタ45を負荷22の負荷電力を一定にするようにオン・オ
フ制御する信号を出力する。
【００１８】このような構成により、直流電源20からの
出力はトランス34，39，44の１次巻線とトランジスタ3
5，40，45に断続的に電流が流れ、トランジスタ35，4
0，45がオフのとき、トランス34，39，44の１次巻線に
蓄積されたエネルギーをトランス34，39，44の各２次巻
線から出力し、ダイオード36，41，46を介してコンデン
サ37，42，47で平滑蓄積する。このとき、第１の制御回
路48の出力信号により直流変換回路33の出力端のコンデ
ンサ37には負荷21，22を所定の特性で動作させるのに必
要な電圧以下の電圧が発生する。また、コンデンサ42は
一端をコンデンサ37の正出力端子に接続し、コンデンサ
37とコンデンサ42の電圧の加算値が負荷21に加わり、負
荷21の消費電力を常に一定に制御する。また、コンデン
サ47は一端をコンデンサ37の正出力端子に接続し、コン
デンサ37とコンデンサ47の電圧の加算値が負荷22に加わ
り、負荷22の消費電力を常に一定に制御する。
出力はトランス34，39，44の１次巻線とトランジスタ3
5，40，45に断続的に電流が流れ、トランジスタ35，4
0，45がオフのとき、トランス34，39，44の１次巻線に
蓄積されたエネルギーをトランス34，39，44の各２次巻
線から出力し、ダイオード36，41，46を介してコンデン
サ37，42，47で平滑蓄積する。このとき、第１の制御回
路48の出力信号により直流変換回路33の出力端のコンデ
ンサ37には負荷21，22を所定の特性で動作させるのに必
要な電圧以下の電圧が発生する。また、コンデンサ42は
一端をコンデンサ37の正出力端子に接続し、コンデンサ
37とコンデンサ42の電圧の加算値が負荷21に加わり、負
荷21の消費電力を常に一定に制御する。また、コンデン
サ47は一端をコンデンサ37の正出力端子に接続し、コン
デンサ37とコンデンサ47の電圧の加算値が負荷22に加わ
り、負荷22の消費電力を常に一定に制御する。
【００１９】以上のように、負荷21への電力供給を直流
変換回路33と第１の電源回路38から供給し、また負荷22
への電力供給を直流変換回路33と第２の電源回路43から
供給する構成により、負荷のばらつき・経年変化・負荷
変動などの出力変化範囲を第１の電源回路38、第２の電
源回路43で可変にでき、その他を直流変換回路33で出力
する構成にできるので、２つの負荷21，22を個別に正確
に制御できるとともに第１の電源回路38、第２の電源回
路43は小さい容量の電源回路でよくなり、電源装置を小
形にできる。
変換回路33と第１の電源回路38から供給し、また負荷22
への電力供給を直流変換回路33と第２の電源回路43から
供給する構成により、負荷のばらつき・経年変化・負荷
変動などの出力変化範囲を第１の電源回路38、第２の電
源回路43で可変にでき、その他を直流変換回路33で出力
する構成にできるので、２つの負荷21，22を個別に正確
に制御できるとともに第１の電源回路38、第２の電源回
路43は小さい容量の電源回路でよくなり、電源装置を小
形にできる。
【００２０】なお、図２において、電源回路を１つに
し、この電源回路に負荷の中で最低の負荷電圧以外の負
荷を接続し、負荷の中で最低の負荷電圧の負荷を直流変
換回路に接続することにより、同様に回路効率を向上さ
せることができ、装置の小形化を実現することができ
る。
し、この電源回路に負荷の中で最低の負荷電圧以外の負
荷を接続し、負荷の中で最低の負荷電圧の負荷を直流変
換回路に接続することにより、同様に回路効率を向上さ
せることができ、装置の小形化を実現することができ
る。
【００２１】以上の実施例のでは、直流変換回路、電源
回路としてフライバックコンバータ方式を用いたがスイ
ッチング素子を備えたフォワードコンバータ方式など他
の方式でもよい。また直流電源は交流を整流平滑した電
源でもよく、他の構成の電源でもよい。また、制御回路
はＰＷＭ制御方式のものでも、周波数制御方式のもので
もよい。また、他励方式でなく自励でもよい。さらに、
トランジスタはＦＥＴでもＩＧＢＴでもサイリスタでも
よいことは言うまでもない。また基準電源と比較して負
荷を一定電圧または一定電力で制御したが一定でなくて
も可変のものでもよい。
回路としてフライバックコンバータ方式を用いたがスイ
ッチング素子を備えたフォワードコンバータ方式など他
の方式でもよい。また直流電源は交流を整流平滑した電
源でもよく、他の構成の電源でもよい。また、制御回路
はＰＷＭ制御方式のものでも、周波数制御方式のもので
もよい。また、他励方式でなく自励でもよい。さらに、
トランジスタはＦＥＴでもＩＧＢＴでもサイリスタでも
よいことは言うまでもない。また基準電源と比較して負
荷を一定電圧または一定電力で制御したが一定でなくて
も可変のものでもよい。
【００２２】
【発明の効果】以上のように本発明によれば直流電源の
出力に電源回路の出力を加算した出力を負荷に供給し、
直流電源からも直接負荷に電力を供給することができる
ので、電源回路は負荷への供給電力より小さい容量の電
源回路でよく、電源回路を介する電力が小さくなるので
損失が低下する。したがって、簡単な構成で回路効率を
向上させることができるとともに、電源回路に使用する
素子は小さい定格の素子を使用することができるので小
形・高効率の電源装置を実現できる。
出力に電源回路の出力を加算した出力を負荷に供給し、
直流電源からも直接負荷に電力を供給することができる
ので、電源回路は負荷への供給電力より小さい容量の電
源回路でよく、電源回路を介する電力が小さくなるので
損失が低下する。したがって、簡単な構成で回路効率を
向上させることができるとともに、電源回路に使用する
素子は小さい定格の素子を使用することができるので小
形・高効率の電源装置を実現できる。
【００２３】また、２つ以上の負荷への電力供給の大部
分を直流変換回路から供給し、負荷のばらつき・経年変
化・負荷変動などを補正する部分を電源回路から供給す
ることにより、２つ以上の負荷を個別に正確に制御でき
るとともに電源回路は小さい容量の電源回路で十分であ
り、小形の電源装置を実現できる。
分を直流変換回路から供給し、負荷のばらつき・経年変
化・負荷変動などを補正する部分を電源回路から供給す
ることにより、２つ以上の負荷を個別に正確に制御でき
るとともに電源回路は小さい容量の電源回路で十分であ
り、小形の電源装置を実現できる。
【図１】本発明の第１の実施例の電源装置の回路図であ
る。
る。
【図２】本発明の第２の実施例の電源装置の回路図であ
る。
る。
【図３】従来例の電源装置の回路図である。
１，20 直流電源 ２，21，22 負荷 ３，23，28 検出回路 ６，38，43 電源回路 11，48，49，53 制御回路 33 直流変換回路
Claims (3)
- 【請求項１】 負荷と、前記負荷の負荷特性を検出する
検出回路と、直流電源と、スイッチング素子を有して、
前記直流電源の出力端と前記負荷との間に前記直流電源
の出力電圧に所定の電圧を加算するように接続される電
源回路と、前記検出回路の出力信号を入力し前記負荷の
負荷電気特性が所定の特性になるように前記スイッチン
グ素子への駆動信号を出力する制御回路とを備えた電源
装置。 - 【請求項２】 ２つ以上の負荷と、前記負荷の少なくと
も負荷電力を個々に検出する２つ以上の検出回路と、直
流電源と、スイッチング素子を有して、前記直流電源の
出力端に接続され前記負荷の中で最低の負荷電圧以下の
電圧を出力する直流変換回路と、スイッチング素子を有
して、前記直流変換回路の出力端と少なくとも前記負荷
の中で最低の負荷電圧以外の負荷との間に前記直流変換
回路の出力電圧に所定の電圧を加算するように接続され
る少なくとも１つ以上の電源回路と、前記検出回路の出
力信号を入力し前記負荷に所定の電力が供給されるよう
に少なくとも２つ以上の前記スイッチング素子への駆動
信号を出力する制御回路とを備えた電源装置。 - 【請求項３】 制御回路は最大電圧設定回路または最大
電流設定回路を備え、負荷電圧または負荷電流の上限値
を設定することを特徴とする請求項２記載の電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4151740A JPH05344717A (ja) | 1992-06-11 | 1992-06-11 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4151740A JPH05344717A (ja) | 1992-06-11 | 1992-06-11 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05344717A true JPH05344717A (ja) | 1993-12-24 |
Family
ID=15525253
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4151740A Pending JPH05344717A (ja) | 1992-06-11 | 1992-06-11 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05344717A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07281631A (ja) * | 1994-04-04 | 1995-10-27 | Nec Corp | 直流放電ランプの駆動方法と回路 |
-
1992
- 1992-06-11 JP JP4151740A patent/JPH05344717A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07281631A (ja) * | 1994-04-04 | 1995-10-27 | Nec Corp | 直流放電ランプの駆動方法と回路 |
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