JPH0540587Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 以下の順序で説明する。

Ａ 産業上の利用分野 Ｂ 考案の概要 Ｃ 従来の技術 Ｄ 考案が解決しようとする問題点 Ｅ 問題点を解決するための手段（第１図） Ｆ 作用 Ｇ 実施例（第１図） Ｈ 考案の効果 Ａ 産業上の利用分野 この考案は負性インピーダンス変換回路に関す
る。

Ｂ 考案の概要 この考案は、負性インピーダンス変換回路にお
いて、特別の接続とすることにより、周波数特性
を改善したものである。

Ｃ 従来の技術 スーパーヘテロダイン方式の受信機において
は、中間周波数を低くすることにより必要な選択
度を得ることができる。

しかし、スーパーヘテロダイン受信機では、イ
メージ妨害を受け、特に中間周波数が低くなるほ
どイメージ妨害を受けやすくなる。また、トラツ
キングエラーにより受信帯域内に感度むらを生じ
ることがある。さらに、部品点数が多く、組み立
て後の調整個所も多い。

その点、オートダイン方式の受信機では、スー
パーヘテロダイン受信機のような問題を生じるこ
とはない。そして、オートダイン受信機として、
検波回路の前段の同調回路に正帰還をかけ、これ
によりその同調回路の尖鋭度Ｑを大きくして必要
な選択度及び高周波利得を得るようにしたものが
ある。

すなわち、第２図に示すように、一般に、同調
回路の同調特性（通過特性）の中心周波数を₀、
その−3dBのレスポンスにおける帯域幅をΔと
すると、その同調回路の尖鋭度Ｑとの間には、 Ｑ＝₀／Δ ……(i) の関係がある。従つて、オートダイン受信機にお
いて、その同調回路の尖鋭度Ｑを大きくすれば、
同調周波数₀における帯域幅Δは狭くなり、選
択度を改善できる。また、正帰還により高周波利
得も大きくなる。

しかし、このように同調回路に正帰還をかける
のでは、正帰還量に限界があり、特に高周波信号
ラインにおいて正帰還をかけているので、その正
帰還量をまり大きくできず、従つて、十分な選択
度及び高周波利得が得られない。また、十分な高
周波利得が得られないので、全体としての利得が
不足し、十分な受信感度が得られない。さらに、
利得が不足しているので、十分なAGCをかける
こともできない。また、同調回路に正帰還をかけ
ているので、安定度が不十分でもある。

そこで、このようなオートダイン受信機を改善
したものとして、アンテナ同調回路にＱマルチプ
ライヤを接続してそのアンテナ同調回路の尖鋭度
Ｑを大きくし、これにより選択度を改善するよう
にしたオートダイン受信機が、特願昭47−123013
号により提案されている。

しかし、このオートダイン受信機では、設計が
非常にクリチカルになり、必要な選択度を得よう
とすると発振を生じたり、この発振を生じないよ
うにすると、必要な選択度が得られなかつたりす
る。すなわち、選択度及び安定度については、従
来のオートダイン受信機と同様の問題を生じてし
まう。

また、例えば中波帯は535kHz〜1605kHzなの
で、（）式から、最高受信周波数のときには最
低受信周波数のときに比べて帯域幅Δが３倍に
なり、すなわち、受信周波数につれて選択度が大
きく変化してしまう。

そこで、さらに第３図に示すようになオートダ
イン受信機が考えられている。

すなわち、同図において、バーアンテナコイル
L₁に、コンデンサC₁及びバリコンC₂の直列回路
が並列接続されてアンテナ同調回路１が構成され
ると共に、コイルL₁に中間タツプが設けられて
同調回路１の同調出力が取り出される。この場
合、この同調回路１は十分な安定度が得られる程
度の尖鋭度、例えばＱ＝100とされる。また、
C₁》C₂とされる。

そして、この同調出力が高周波アンプ２に供給
される。このアンプ２は、その出力インピーダン
スが十分に大きくされると共に、その出力端に段
間同調回路３が接続される。この場合、この同調
回路３は、素子L₁，C₁，C₂と同じ値を有するコ
イルL₂、コンデンサC₃及びバリコンC₄がπ型に
接続されて構成されると共に（C₃》C₄）、バリコ
ンC₄はバリコンC₂に連動とされる。なお、同調
回路３の単体の尖鋭度Ｑは、十分な安定度が得ら
れる程度の大きさでよい。

さらに、同調回路３の出力端に、負性インピー
ダンス変換回路４が接続される。この変換回路４
の一例については、後述するが、その入力インピ
ーダンスは負の抵抗値−ｒとなるようにされる。
すなわち、アンプ２の出力インピーダンスは十分
に大きく、かつ、C₃》C₄とされているので、同
調回路３の等価回路は第４図のように示すことが
できる。ただし、抵抗r_SはコイルL₂のもつ等価直
列抵抗、抵抗r_pは全体の等価並列抵抗である。

そして、負性抵抗−ｒは、信号周波数にかかわ
らず、 ｜−ｒ｜＝r_p とされる。

また、変換回路４は、入力信号に対しては（出
力端から見たときには）、信号周波数にかかわら
ず一定の利得のアンプとなるようにされる。

そして、変換回路４の出力が高周波アンプ５を
通じて検波回路６に供給され、その検波出力が端
子７に供給されると共に、ローパスフイルタ８に
供給されてAGC電圧が形成され、このAGC電圧
がアンプ２，５に供給される。

このような構成によれば、バーアンテナコイル
L₁により信号が受信されると共に、その受信信
号（高周波信号）のうち、受信を希望する周波数
の信号が同調回路１によりある程度選択され、こ
の選択された受信信号がアンプ２を通じて同調回
路３に供給されてさらに選択される。そして、こ
の二度にわたつて選択された受信信号が、変化回
路４及びアンプ５を通じて検波回路６に供給され
るので、端子７にオーデイオ信号が得られる。ま
た、このとき、フイルタ８からのAGC電圧によ
りアンプ２，５においてAGCが行われる。

そして、この場合、同調回路３が単体のときの
尖鋭度Ｑが小さくても、次段に負性インピーダン
ス変化回路４が接続され、その負性抵抗−ｒによ
り同調回路３の等価並列抵抗r_pがキヤンセルされ
るので、回路３，４の合成の尖鋭度Ｑはｎ倍（ｎ
＞１）に大きくなり、例えばＱ＝250とすること
ができる。そして、このとき、同調回路１の尖鋭
度ＱはＱ＝100であるから、同調回路１から変換
回路４までの総合の尖鋭度Ｑは、Ｑ1000となり
（Ｑ＝100はほぼ6dBに相当し、Ｑ＝250はほぼ
14dBに相当し、両デシベルの和である20dBはＱ
1000に相当する）、従つて、スーパーヘテロダ
イン受信機と同等の選択度が得られる。

そして、この場合、同調回路３は、等価並列抵
抗r_pが負性抵抗−ｒによりキヤンセルされている
ので、回路３，４の合成の尖鋭度Ｑは Ｑ＝2π₀L₂／r_s ……(ii) となり、この尖鋭度Ｑは受信周波数₀に比例して
大きくなる。そして、（）式において、尖鋭度
Ｑと周波数₀とが比例していれば、帯域幅Δは
一定となり、すなわち、（）式を（）式に代
入すると、帯域幅Δは、 Δ＝r_s／（2πL₂） で一定となる。従つて、回路３，４の合成の選択
度は、受信周波数にかかわらず一定となり、受信
機の全体の選択度も受信周波数にかかわらずほぼ
一定となる。

さらに、２つの同調回路１，３により全体とし
て必要に尖鋭度Ｑを得ているので、同調回路１，
３のそれぞれにあまり大きな尖鋭度Ｑを必要とす
ることがなく、従つて、十分な安定度を得ること
ができる。特に、同調回路３については、従来の
ような正帰還をかけることがなく、負性インピー
ダンス変換回路４により尖鋭度Ｑを大きくしして
いるので、しかも、その場合、尖鋭度Ｑの拡大
は、Ｑ＝250程度でそれほど大きくないので、十
分な安定度を得ることができる。

また、受信信号は、アンプ２，５及び変換回路
４により増幅されると共に、このとき、安定度が
十分に高いので、十分な利得を得ることができ、
高感度にできる。さらに、アンプ２及び同調回路
３の合成の利得Ａは、 Ａ＝gmL₂／（C₃＋C₄）r_s gmL₂／C₃r_s （∵C₃》C₄） gm：アンプ２の相互コンダクタンス となり、受信周波数にかかわらず一定となるの
で、この点からも安定な動作が行われる。

さらに、十分な利得を得ることができると共
に、安定な動作が行われるので、十分なAGCを
行うことができる。

ところで、上述の変換回路４は、実公昭59−
31054号公報によれば、第５図のように構成でき
る。

すなわち、同図において、A₁はオペアンプで、
その非反転入力端と出力端との間に、正帰還用の
抵抗器R₁が接続されると共に、反転入力端と出
力端との間に、負帰還用の抵抗器R₂が接続され、
反転入力端と接地との間に、抵抗器R₃が接続さ
れる。また、非反転入力端及び出力端に、入力端
子T₁及び出力端子T₂がそれぞれ接続される。

従つて、 v₁：端子T₁の入力信号電圧 i₁：端子T₁の入力信号電流 v₂：端子T₂の出力信号電圧 i₂：抵抗器R₃の信号電流 とすれば、 i₁＝（v₁−v₂）／R₁ i₂＝（v₂−v₁）／R₂ i₃＝v₁／R₃ が成立するので、これらの式から、 i₁＝−R₂／R₁R₃v₁ となる。従つて、端子T₁の入力抵抗Riは、 Ri＝v₁／i₁ ＝−R₁・R₃／R₂ ……(iii) となり、負性抵抗が得られる。

また、アンプA₁には、抵抗器R₁〜R₃により正
帰還及び負帰還がかかつているだけなので、端子
T₁〜T₂間には抵抗器R₁〜R₃で決まる利得が得ら
れる。

従つて、第５図の回路は負性インピーダンス変
換回路４として働く。

Ｄ 考案が解決しようとする問題点 ところが、第５図の回路が（）式で示される
負性インピーダンス変換回路４として働くのは、
オペアンプA₁の帯域が十分に広く、かつ、十分
な利得がある場合である。そして、オペアンプ
A₁の帯域が不足しているときには、抵抗器R₂，
R₃による負帰還時の利得Åは、 Å＝A₀／１＋jω／ω_c ……(iv) A₀＝１＋（R₂／R₃） ω：信号の角周波数 ω_c：アンプA₁の閉ループ時（負帰還時）の
カツトオフ周波数 となる。

また、第５図の変換回路４の入力アドミタンス
Yiは、 Yi＝（１−Å）Y₁ ……(v) Y₁＝１／R₁ と表わすことができる。

従つて、（），（）式から Yi＝G₁｛１−A₀／１＋（ω／ω_c）²｝ ＋ｊA₀ω／ω_c／１＋（ω／ω_c）²G₁ G₁＝１／R₁ となり、この変換回路４の入力コンダクタンス
（入力抵抗）Giは周波数特性をもつことになる。
すなわち、受信信号の周波数ωに対してオペアン
プA₁のカツトオフ周波数ω_cが無視できなくなる
と、負性抵抗が変化してしまう。

この考案は、このような問題点を解決しようと
するものである。

Ｅ 問題点を解決するための手段 この考案においては、変換回路４に第１図に示
すようにコンデンサC₅を接続すると共に、この
コンデンサC₅の値を選定することにより入力コ
ンダクタンスGiを周波数ωに無関係な一定の負
性抵抗とする。

Ｆ 作用 この考案によれば、オペアンプA₁の帯域が信
号周波数に比べて無視できるほど広くなくても、
周波数にかかわらず一定の負性抵抗を得ることが
できる。しかも、そのための構成は、所定の値の
コンデンサC₅を追加するだけでよく、オペアン
プA₁として特別に広帯域のものを使用する必要
がないので、ローコストである。

Ｇ 実施例 第１図において、A₁は十分に大きな利得を有
するオペアンプで、その非反転入力端と出力端と
の間に、コンデンサC₅及び抵抗器R₁の並列回路
が接続されると共に、反転入力端と出力端との間
に、抵抗器R₂が接続され、反転入力端と接地と
の間に、抵抗器R₃が接続される。また、非反転
入力端及び出力端に、入力端子T₁及び出力端子
T₂がそれぞれ接続される。

従つて、端子T₁から見た入力アドミタンスYi
は、 Yi＝G₁｛１−A₀／１＋（ω／ω_c）²（１＋ω／ω_cωC₅R
₁）｝ ＋ｊ｛ωC₅−A₀／１＋（ω／ω_c）²（ωC₅−ω／ω_cG
₁）｝ ……(vi) となる。

従つて、 ω_f＝１／（C₅R₁） とすると、（）式は、 Yi＝G₁｛１−A₀／１＋（ω／ω_c）²（１＋ω²／ω_cω_f
）｝ ＋ｊ｛ωC₅−A₀／１＋（ω／ω_c）²（ωC₅−ω／ω_cG
₁）｝ ……(vii) となり、 ω_f＝ω_f とすれば、（）式は、 Yi＝G₁（１−A₀）＋jωC₅となり、 Gi＝G₁（１−A₀） ……(viii) となる。そして、一般に、A₀＞１であるから、
入力コンダクタンスGiは負となると共に、（）
式には角周波数ωが含まれることがない。

従つて、端子T₁からアンプA₁を見たとき、周
波数にかかわらず一定の大きさの負性抵抗が得ら
れることになる。また、アンプA₁は、入力信号
に対しは利得A₀の帰還アンプとして働く。

こうして、この考案によれば、オペアンプA₁
の帯域が信号周波数に比べて無視できるほど広く
なくても、周波数にかかわらず一定の負性抵抗を
得ることができる。しかも、そのための構成は、
所定の値のコンデンサC₅を追加するだけでよく、
オペアンプA₁として特別に広帯域のものを使用
する必要がないので、ローコストである。

Ｈ 考案の効果 この考案によれば、オペアンプA₁の帯域が信
号周波数に比べて無視できるほど広くなくても、
周波数にかかわらず一定の負性抵抗を得ることが
できる。しかも、そのための構成は、所定の値の
コンデンサC₅を追加するだけでよく、オペアン
プA₁として特別に広帯域のものを使用する必要
がないので、ローコストである。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの考案の一例の接続図、第２図〜第
５図はその説明のための図である。 A₁はオペアンプである。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 アンプと、 このアンプの非反転入力端と出力端との間に接
   続されて上記アンプに正帰還を行う第１の抵抗器
   と、 上記アンプの反転入力端と出力端との間に接続
   されて上記アンプに負帰還を行う第２の抵抗器
   と、 上記アンプの反転入力端と接地間に接続された
   第３の抵抗器と、 上記第１の抵抗器に並列接続されたコンデンサ
   とを有し、 上記第１の抵抗器及びコンデンサの時定数の逆
   数が、上記第２及び第３の抵抗器による負帰還時
   の上記アンプの閉ループのカツトオフ周波数と同
   じになるように選定された値とされ、 上記アンプの非反転入力端に負性抵抗が得られ
   るようにされた負性インピーダンス変換回路。