JPH0548078B2 - - Google Patents
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- JPH0548078B2 JPH0548078B2 JP61283661A JP28366186A JPH0548078B2 JP H0548078 B2 JPH0548078 B2 JP H0548078B2 JP 61283661 A JP61283661 A JP 61283661A JP 28366186 A JP28366186 A JP 28366186A JP H0548078 B2 JPH0548078 B2 JP H0548078B2
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- JP
- Japan
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- speed
- output
- feedback signal
- timing
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Description
【発明の詳細な説明】
（発明の技術分野）
本発明は電動機の制御装置に関する。
（発明の技術的背景とその問題点）
電動機の精密な回転位置又は速度制御を行なう
場合には、従来よりタコジエネレータ等の速度検
出機を電動機に連結して速度フイードバツク信号
を得、レゾルバ等の位置検出器を使用して位置フ
イードバツク信号を得ることにより、位置及び速
度の各目標指令値と検出値との偏差がそれぞれ
“０”となるように、電動機の駆動電力を制御す
るフイードバツク制御方式が知られている。又、
近年では上記速度検出器を省略して、位置検出器
からの信号の一定時間あたりの変化量を算出し、
速度フイードバツク量として使用する方式も採用
されている。
場合には、従来よりタコジエネレータ等の速度検
出機を電動機に連結して速度フイードバツク信号
を得、レゾルバ等の位置検出器を使用して位置フ
イードバツク信号を得ることにより、位置及び速
度の各目標指令値と検出値との偏差がそれぞれ
“０”となるように、電動機の駆動電力を制御す
るフイードバツク制御方式が知られている。又、
近年では上記速度検出器を省略して、位置検出器
からの信号の一定時間あたりの変化量を算出し、
速度フイードバツク量として使用する方式も採用
されている。
第５図は従来の電動機の制御装置のブロツク構
成を示しており、３相交流電動機１８の駆動電流
DIu，DIv，DIwのそれぞれは、乗算器６，７，８
から出力される電流指令CMu，CMv，CMwより
電流検出器１５，１６，１７の検出信号FIu，
FIv，FIwをそれぞれの減算器９，１０，１１にお
いて減算し、増幅器１２，１３，１４で電力増幅
したものとなつている。この電動機１８には位置
検出器１９が機械的に結合されており、その出力
である位置フイードバツク信号PFは減算器１、
速度検出回路４及び３相正弦波発生回路５にそれ
ぞれ入力され、減算器１は回転子位置指令RPよ
り位置フイードバツク信号PFを減算して速度指
令SCを出力する。そして、減算器２は上記速度
指令SCより速度検出回路４の出力である速度フ
イードバツク信号SFを減算し、その減算出力DS
はPID増幅器３で増幅される。また、３相正弦波
発生回路５の出力Ｕ，Ｖ，Ｗはそれぞれ位相が1/
３周期ずつ異なる正弦波となつており、PID増幅
器３の出力DSAと共に乗算器６，７，８に入力
されている。
成を示しており、３相交流電動機１８の駆動電流
DIu，DIv，DIwのそれぞれは、乗算器６，７，８
から出力される電流指令CMu，CMv，CMwより
電流検出器１５，１６，１７の検出信号FIu，
FIv，FIwをそれぞれの減算器９，１０，１１にお
いて減算し、増幅器１２，１３，１４で電力増幅
したものとなつている。この電動機１８には位置
検出器１９が機械的に結合されており、その出力
である位置フイードバツク信号PFは減算器１、
速度検出回路４及び３相正弦波発生回路５にそれ
ぞれ入力され、減算器１は回転子位置指令RPよ
り位置フイードバツク信号PFを減算して速度指
令SCを出力する。そして、減算器２は上記速度
指令SCより速度検出回路４の出力である速度フ
イードバツク信号SFを減算し、その減算出力DS
はPID増幅器３で増幅される。また、３相正弦波
発生回路５の出力Ｕ，Ｖ，Ｗはそれぞれ位相が1/
３周期ずつ異なる正弦波となつており、PID増幅
器３の出力DSAと共に乗算器６，７，８に入力
されている。
ここで、第６図Ａ及びＢは位置検出器１０の一
例としてのレゾルバの入出力信号の関係を示すも
ので、レゾルバ１次巻線の励磁正弦波信号は同図
Ａであり、レゾルバ２次巻線の出力信号は同図Ｂ
となつている。レゾルバの回転角θはその動作基
本原理からレゾルバ励磁信号と出力信号との間の
位相差で検出されるため、第６図Ｂに示す位相差
θ1，θ2はそれぞれタイミングT1，T2におけるレ
ゾルバ回転角となつている。位置検出器１９にレ
ゾルバを使用した場合、速度検出信号ｖ（第５図
では速度フイードバツク信号SF）は速度検出回
路４により、 ｖ＝θ2−θ1／T2−T1 ……(1) なる算出式に基づいて求められる。
例としてのレゾルバの入出力信号の関係を示すも
ので、レゾルバ１次巻線の励磁正弦波信号は同図
Ａであり、レゾルバ２次巻線の出力信号は同図Ｂ
となつている。レゾルバの回転角θはその動作基
本原理からレゾルバ励磁信号と出力信号との間の
位相差で検出されるため、第６図Ｂに示す位相差
θ1，θ2はそれぞれタイミングT1，T2におけるレ
ゾルバ回転角となつている。位置検出器１９にレ
ゾルバを使用した場合、速度検出信号ｖ（第５図
では速度フイードバツク信号SF）は速度検出回
路４により、 ｖ＝θ2−θ1／T2−T1 ……(1) なる算出式に基づいて求められる。
このように、従来のフイードバツク制御では速
度情報を電動機１８の出力側から得ているので、
その速度情報は現時点での実際の速度に対して時
間遅れを伴なつたものとなる。特に上述のよう
に、位置検出器１９の位置情報から間接的に速度
情報を演算して検出する場合は、その算出時間等
が加算され、速度検出の時間遅れが更に大きくな
り、速度制御の性能が劣化してしまう欠点があ
る。
度情報を電動機１８の出力側から得ているので、
その速度情報は現時点での実際の速度に対して時
間遅れを伴なつたものとなる。特に上述のよう
に、位置検出器１９の位置情報から間接的に速度
情報を演算して検出する場合は、その算出時間等
が加算され、速度検出の時間遅れが更に大きくな
り、速度制御の性能が劣化してしまう欠点があ
る。
（発明の目的）
本発明は上述のような事情よりなされたもので
あり、本発明の目的は、速度の検出遅れ時間を減
少させた電動機の制御装置を提起することによ
り、速度ループの制御性能を改善した電動機の制
御装置を提供することにある。
あり、本発明の目的は、速度の検出遅れ時間を減
少させた電動機の制御装置を提起することによ
り、速度ループの制御性能を改善した電動機の制
御装置を提供することにある。
（発明の概要）
一般に電動機の位置や速度を高速度に且つ高精
度に制御することを目的とする制御装置では、内
部に電流のフイードバツクループを持つた電流制
御部を構成することにより、電流指令値と実際の
電動機に流れる駆動電流の一致を実現している。
このため、電流指令値より電動機の出力トルクを
正確に推定することが可能になつており、電動機
出力トルクは電動機の加速度を決める主な要因と
なつている。本発明は、電流指令値より電動機加
速度を精度良く求めることが可能な制御装置に関
するもので、本発明方法によれば、速度検出の遅
れ時間に生じる速度変化分の高精度な推定を行な
うことができ、これを従来の遅れ時間のある速度
情報に加えることで、検出遅れ時間が極小で且つ
高精度な速度検出信号を得ることができる。すな
わち、本発明は、電動機の速度又は位置を制御す
る装置に関するもので、前記電動機へのトルク指
令値又はトルク指令相当値と、前記電動機に結合
された速度検出器又は位置検出器の出力から得た
速度信号とから、速度検出の遅れ時間、制御の遅
れ時間等を補償した速度信号を得るようにしたも
のである。
度に制御することを目的とする制御装置では、内
部に電流のフイードバツクループを持つた電流制
御部を構成することにより、電流指令値と実際の
電動機に流れる駆動電流の一致を実現している。
このため、電流指令値より電動機の出力トルクを
正確に推定することが可能になつており、電動機
出力トルクは電動機の加速度を決める主な要因と
なつている。本発明は、電流指令値より電動機加
速度を精度良く求めることが可能な制御装置に関
するもので、本発明方法によれば、速度検出の遅
れ時間に生じる速度変化分の高精度な推定を行な
うことができ、これを従来の遅れ時間のある速度
情報に加えることで、検出遅れ時間が極小で且つ
高精度な速度検出信号を得ることができる。すな
わち、本発明は、電動機の速度又は位置を制御す
る装置に関するもので、前記電動機へのトルク指
令値又はトルク指令相当値と、前記電動機に結合
された速度検出器又は位置検出器の出力から得た
速度信号とから、速度検出の遅れ時間、制御の遅
れ時間等を補償した速度信号を得るようにしたも
のである。
（発明の実施例）
第１図は本発明装置を実現する装置の一例を第
５図に対応させて示しており、速度検出回路４か
ら出力される速度フイードバツク信号SFから加
速度信号ACFを得る加速度検出回路２４を設け
ると共に、PID増幅器３の出力DSAを積分する
積分回路２０及び２２を設けている。積分回路２
０の積分出力DSBは増幅器２１を経て加算器２
９に入力され、積分回路２２の積分出力DSCは
増幅器２３を経て減算器２５に入力され、加速度
信号ACFとの差DACが移動平均回路２６に入力
され、ローパスフイルタ２７及び増幅器２８を経
て加算器２９に入力されている。加算器２９の加
算結果SAはハイパスフイルタ３０を経て加算器
３１で速度フイードバツク信号SFと加算され、
その加算結果SFAが減算器２に入力されている。
５図に対応させて示しており、速度検出回路４か
ら出力される速度フイードバツク信号SFから加
速度信号ACFを得る加速度検出回路２４を設け
ると共に、PID増幅器３の出力DSAを積分する
積分回路２０及び２２を設けている。積分回路２
０の積分出力DSBは増幅器２１を経て加算器２
９に入力され、積分回路２２の積分出力DSCは
増幅器２３を経て減算器２５に入力され、加速度
信号ACFとの差DACが移動平均回路２６に入力
され、ローパスフイルタ２７及び増幅器２８を経
て加算器２９に入力されている。加算器２９の加
算結果SAはハイパスフイルタ３０を経て加算器
３１で速度フイードバツク信号SFと加算され、
その加算結果SFAが減算器２に入力されている。
なお、積分回路２０は一定時間だけ動作するよ
うになつており、その動作を第２図に示して説明
する。第２図において時点TP1は位置検出器１９
としてレゾルバを用いて、速度検出回路４により
前記１式に基づいて得られる速度フイードバツク
信号SFの検出タイミングであり、この速度フイ
ードバツク信号SFは位置検出のタイミングT1，
T2の間の平均速度となるが、第２図ではこの平
均速度が実際の電動機速度と等しいと考えられる
タイミングをTD1としている。又、タイミング
TP2，TD2は、速度検出を位置検出タイミングT2，
T3の間で行なつた場合の上記タイミングTD1，
TP1に相当するタイミングである。このように、
積分回路２０は時点TD1よりTP1，TD2よりTP2，
…，TDoよりTPoの各時間内で積分動作を繰り返
すようになつている。なお、時間Taは算出時に
要する時間を示している。
うになつており、その動作を第２図に示して説明
する。第２図において時点TP1は位置検出器１９
としてレゾルバを用いて、速度検出回路４により
前記１式に基づいて得られる速度フイードバツク
信号SFの検出タイミングであり、この速度フイ
ードバツク信号SFは位置検出のタイミングT1，
T2の間の平均速度となるが、第２図ではこの平
均速度が実際の電動機速度と等しいと考えられる
タイミングをTD1としている。又、タイミング
TP2，TD2は、速度検出を位置検出タイミングT2，
T3の間で行なつた場合の上記タイミングTD1，
TP1に相当するタイミングである。このように、
積分回路２０は時点TD1よりTP1，TD2よりTP2，
…，TDoよりTPoの各時間内で積分動作を繰り返
すようになつている。なお、時間Taは算出時に
要する時間を示している。
一般に、電動機１８の出力トルクτと電動機１
８の回転角速度ωとの間には次の関係式が成立す
る。
８の回転角速度ωとの間には次の関係式が成立す
る。
τ＝Ｊdω／dt＋Ｄ・ω＋Ｋ＋τL ……(2)
Ｊ：電動機ロータ及び負荷のイナーシヤ
Ｄ：粘性抵抗
Ｋ：摩擦トルク
τL：負荷トルク
又、出力トルクτは電動機トルク定数KTと電
流Ｉにより τ＝KT・Ｉ ……(3) と表現される。
流Ｉにより τ＝KT・Ｉ ……(3) と表現される。
第１図において、PID増幅器３以後の電流制御
部が非常に高精度な電流制御を行なうことができ
る場合には、電流Ｉを電流指令値DSAで代用す
ることができる。よつて、電流指令値をＩとして
上記(3)式を(2)式に代入して変形すると、 Ｉ＝１／KT（Ｊdω／dt＋Ｄ・ω＋Ｋ＋τL） ……(4) が得られる。次に、積分回路２０の出力DSBを
上記(4)式を用いて表現すると ∫TPo TDoIdt＝１／KT（J∫TPo TDodw／ｄ＋dt＋D∫TPo TDoωdt＋K∫TPo TDoIdt＋∫TPo TDoτLdt） ……(5) となり、これを増幅率KT／Ｊの増幅器２１で増
幅すれば、その出力DSBAは KT／Ｊ∫TPo Idt TDo＝Δωo＋Ｄ／Ｊ∫TPo ωdt TDo＋Ｋ／Ｊ∫TPo dt TDo＋１／Ｊ∫TPo τLdt TDo ……(6) となる。ここで、Δωoは速度検出の遅れ時間内に
生じる速度変化量で、 Δωo＝∫TPo TDo dω／dtdt ……(7) と表わされる。また、加速度検出回路２４は速度
検出回路４の出力SFから電動機１８の速度変化
量を検出する回路で、その出力ACF、すなわち
ΔωD(o,o-1)は ΔωD(o,o-1)＝ωDo−ωDo-1 ……(8) となる。ここで、ωDo、ωDo-1は第３図におけるる
タイミングTDo、ωDo-1における実際の電動機速度
RVである。
部が非常に高精度な電流制御を行なうことができ
る場合には、電流Ｉを電流指令値DSAで代用す
ることができる。よつて、電流指令値をＩとして
上記(3)式を(2)式に代入して変形すると、 Ｉ＝１／KT（Ｊdω／dt＋Ｄ・ω＋Ｋ＋τL） ……(4) が得られる。次に、積分回路２０の出力DSBを
上記(4)式を用いて表現すると ∫TPo TDoIdt＝１／KT（J∫TPo TDodw／ｄ＋dt＋D∫TPo TDoωdt＋K∫TPo TDoIdt＋∫TPo TDoτLdt） ……(5) となり、これを増幅率KT／Ｊの増幅器２１で増
幅すれば、その出力DSBAは KT／Ｊ∫TPo Idt TDo＝Δωo＋Ｄ／Ｊ∫TPo ωdt TDo＋Ｋ／Ｊ∫TPo dt TDo＋１／Ｊ∫TPo τLdt TDo ……(6) となる。ここで、Δωoは速度検出の遅れ時間内に
生じる速度変化量で、 Δωo＝∫TPo TDo dω／dtdt ……(7) と表わされる。また、加速度検出回路２４は速度
検出回路４の出力SFから電動機１８の速度変化
量を検出する回路で、その出力ACF、すなわち
ΔωD(o,o-1)は ΔωD(o,o-1)＝ωDo−ωDo-1 ……(8) となる。ここで、ωDo、ωDo-1は第３図におけるる
タイミングTDo、ωDo-1における実際の電動機速度
RVである。
次に、積分回路２２及び増幅器２３について説
明すると、積分回路２２はその積分動作時間の範
囲が第３図におけるタイミングωDo-1、ωDoの間に
なる以外は、積分回路２０とまつたく同様であ
る。又、増幅器２３は増幅器２１と同様にKT／
Ｊの増幅率を持つ増幅器であり、増幅器２３の出
力DSCAは上記(6)式と同様な形式で次式(9)で表現
される。
明すると、積分回路２２はその積分動作時間の範
囲が第３図におけるタイミングωDo-1、ωDoの間に
なる以外は、積分回路２０とまつたく同様であ
る。又、増幅器２３は増幅器２１と同様にKT／
Ｊの増幅率を持つ増幅器であり、増幅器２３の出
力DSCAは上記(6)式と同様な形式で次式(9)で表現
される。
KT／Ｊ∫TDo
Idt
TDo-1＝ΔωD(o,o-1)＋Ｄ／Ｊ∫TDo
ωdt
TDo-1＋Ｋ／Ｊ∫TDo
dt
TDo-1＋１／Ｊ∫TDo
τLdt
TDo-1 ……(9)
ここで、上記(9)式におけるΔωD(o,o-1)は
ΔωD(o,o-1)＝∫TDo
TDo-1dω／dtdt ……(10)
である。
次に、減算器２５以降の回路について説明する
と、減算器２５は加速度検出回路２４の出力
ACFより増幅器２３の出力DSCAを減算するよ
うになつており、その減算出力DAC＝ΔωDERは上
述の説明から明らかなように ΔωDER(o,o-1)＝−（Ｄ／Ｊ∫TDo ωdt TDo-1＋Ｋ／Ｊ∫TDo dt TDo-1＋１／Ｊ∫TDo τLdt TDo-1） ……(11) となる。これは時間TDo＋TDo-1の間で電流指令
値DSAにより推測した速度変化分と実際の速度
変化分の誤差になる。
と、減算器２５は加速度検出回路２４の出力
ACFより増幅器２３の出力DSCAを減算するよ
うになつており、その減算出力DAC＝ΔωDERは上
述の説明から明らかなように ΔωDER(o,o-1)＝−（Ｄ／Ｊ∫TDo ωdt TDo-1＋Ｋ／Ｊ∫TDo dt TDo-1＋１／Ｊ∫TDo τLdt TDo-1） ……(11) となる。これは時間TDo＋TDo-1の間で電流指令
値DSAにより推測した速度変化分と実際の速度
変化分の誤差になる。
ここで、第１図に示す本発明の実施例の概要に
ついて整理してみると、このシステムの運転方程
式は(6)式で表わされ、本発明では速度検出の遅れ
時間内に生じる速度変化量Δωo、(6)式の右辺第１
項、即ちハイパスフイルタ３０の出力SAHを求
め、実測の速度信号SFと加算し、遅れ時間の極
少な速度フイードバツク信号SFAを得、速度制
御することにより制御遅れが極小で優れた制御を
得るものである。
ついて整理してみると、このシステムの運転方程
式は(6)式で表わされ、本発明では速度検出の遅れ
時間内に生じる速度変化量Δωo、(6)式の右辺第１
項、即ちハイパスフイルタ３０の出力SAHを求
め、実測の速度信号SFと加算し、遅れ時間の極
少な速度フイードバツク信号SFAを得、速度制
御することにより制御遅れが極小で優れた制御を
得るものである。
前記速度変化量Δωoの求め方は、(6)式に従つて
(6)式の左辺であるDSBAへ、(6)式の右辺第２，
３，４項の和を正負の符号反転したLMDAを加
えることにより得られる。このLMDAの求め方
は、位置検出器としてレゾレバを使用した例につ
いて説明しているため、レゾルバ特有の検出技
術、検出上の制約があり、少々複雑な論理となつ
ている。
(6)式の左辺であるDSBAへ、(6)式の右辺第２，
３，４項の和を正負の符号反転したLMDAを加
えることにより得られる。このLMDAの求め方
は、位置検出器としてレゾレバを使用した例につ
いて説明しているため、レゾルバ特有の検出技
術、検出上の制約があり、少々複雑な論理となつ
ている。
先ずDSCAは前記DSBAと同一の意味を持つ信
号であるが、速度変化量ACFと時間のデイメン
ジヨンを合せるため、積分器２２で異なつた時間
の積分を行なつており、(9)式で表わされる。素度
変化量ACFの時間のデイメンジヨンが異なる理
由は、単に本発明の実施例でレゾルバを使用し、
レゾルバ検出回路の技術上の制約があるためであ
り、本発明の本質とは関わりはない。(9)式の左辺
はDSCA、(9)式の右辺第１項はACFであり、従
つて、減算器２５の出力は(a)式の第２，３，４項
の負の値であり、(11)式で表わされる。
号であるが、速度変化量ACFと時間のデイメン
ジヨンを合せるため、積分器２２で異なつた時間
の積分を行なつており、(9)式で表わされる。素度
変化量ACFの時間のデイメンジヨンが異なる理
由は、単に本発明の実施例でレゾルバを使用し、
レゾルバ検出回路の技術上の制約があるためであ
り、本発明の本質とは関わりはない。(9)式の左辺
はDSCA、(9)式の右辺第１項はACFであり、従
つて、減算器２５の出力は(a)式の第２，３，４項
の負の値であり、(11)式で表わされる。
次に、本実施例では移動平均回路２６とローパ
スフイルタ２７によるフイルタ処理を行なつてい
るが、その目的は、位置検出器１９により検出し
た位置フイードバツク信号PFには多くのノイズ
が含まれており、従つてこの位置フイードバツク
信号PFを処理して作られた加速度検出回路２４
の出力ACFも多くのノイズを含んでいるため、
このノイズを除去するものである。なお、移動平
均回路とローパスフイルタの組合せということに
特に明快な理由はなく、良い結果を得た一実施例
である。
スフイルタ２７によるフイルタ処理を行なつてい
るが、その目的は、位置検出器１９により検出し
た位置フイードバツク信号PFには多くのノイズ
が含まれており、従つてこの位置フイードバツク
信号PFを処理して作られた加速度検出回路２４
の出力ACFも多くのノイズを含んでいるため、
このノイズを除去するものである。なお、移動平
均回路とローパスフイルタの組合せということに
特に明快な理由はなく、良い結果を得た一実施例
である。
次に増幅器２８は、LMDを前記DSBAと時間
のデイメンジヨンを合わせるための増幅器であ
る。(6)式と(9)式とは時間のデイメンジヨンが異な
るが、(6)式の右辺第２．３，４項の和はほとんど
の場合、中周波、低周波の信号成分であり、(9)式
の第２，３，４項の和に時間のデイメンジヨンの
比である時間比率Ｇを乗じて得ることができる。
即ち、この時間比率Ｇは(6)式と(9)式との時間比率
であり、（TPo−TDo）／TDo−TDo-1）である。
又、増幅器２８は増幅率Ｇを持つており、その出
力LMDAをΔωERoとすると、 ΔωERo＝G.ΔωDER(o,o-1)＝−Ｇ（Ｄ／Ｊ∫TDo ωdt TDo-1＋Ｋ／Ｊ∫TDo dt TDo-1＋１／Ｊ∫TDo τLdt TDo-1） ……(12) となる。
のデイメンジヨンを合わせるための増幅器であ
る。(6)式と(9)式とは時間のデイメンジヨンが異な
るが、(6)式の右辺第２．３，４項の和はほとんど
の場合、中周波、低周波の信号成分であり、(9)式
の第２，３，４項の和に時間のデイメンジヨンの
比である時間比率Ｇを乗じて得ることができる。
即ち、この時間比率Ｇは(6)式と(9)式との時間比率
であり、（TPo−TDo）／TDo−TDo-1）である。
又、増幅器２８は増幅率Ｇを持つており、その出
力LMDAをΔωERoとすると、 ΔωERo＝G.ΔωDER(o,o-1)＝−Ｇ（Ｄ／Ｊ∫TDo ωdt TDo-1＋Ｋ／Ｊ∫TDo dt TDo-1＋１／Ｊ∫TDo τLdt TDo-1） ……(12) となる。
ただし、
Ｇ＝TPo−TDo／TDo＋TDo-1 ……(13)
である。
加算器２９は（TPo−TDo）間の速度変化量推
測値（上記(6)式で表わされる）と、（TPo−TDo）
への時間換算後の（TDo＋TDo-1）の速度変化量
推測値の誤差ΔωDER(o,o-1)（上記(12)式で表わされる
）
と加算している。
測値（上記(6)式で表わされる）と、（TPo−TDo）
への時間換算後の（TDo＋TDo-1）の速度変化量
推測値の誤差ΔωDER(o,o-1)（上記(12)式で表わされる
）
と加算している。
ここで、第３図に示すように両者の算出基準と
なるタイミング（TPo、TDo、TDo-1）は時間的に
近接しているため、上記(11)式のΔωDER(o,o-1)の算出
式に含まれるω、τLの項は、ΔωDER(o,o-1)の周波数
が比較的低い領域ではω、τLの周波数も低いた
め、上記(6)式中のω、τLの項にほぼ等しいとして
扱うことができる。よつて、ΔωDER(o,o-1)を積分回
路２０の動作時間に相当するように増幅した信号
ΔωERoは次の(14)式で表わすことができ。
なるタイミング（TPo、TDo、TDo-1）は時間的に
近接しているため、上記(11)式のΔωDER(o,o-1)の算出
式に含まれるω、τLの項は、ΔωDER(o,o-1)の周波数
が比較的低い領域ではω、τLの周波数も低いた
め、上記(6)式中のω、τLの項にほぼ等しいとして
扱うことができる。よつて、ΔωDER(o,o-1)を積分回
路２０の動作時間に相当するように増幅した信号
ΔωERoは次の(14)式で表わすことができ。
ΔωERo＝Ｇ・ΔωDER(o,o-1)＝−（Ｄ／ＪG∫TD
o ωdt TDo-1＋Ｋ／ＪG∫TDo dt TDo-1＋１／ＪG∫TDo τLdt TDo-1） ≒−（Ｄ／Ｊ∫TPo ωdt TDo＋Ｋ／Ｊ∫TPo dt TDo＋１／Ｊ∫TPo τLdt TDo） ……(14) そして、加算器２９は上記(14)式及び(6)式の各両
辺を加算するものであるから、その出力SAは KT／Ｊ∫TPo Idt TDo＋ΔωERo≒Δωo ……(15) となる。加算器２９の出力SA（Δωo）はハイパス
フイルタ３０でハイパス処理された後、加算器３
１により速度検出回路４からの速度フイードバツ
ク信号SFと加算され、最終的な速度フイードバ
ツク信号SFAとなつて減算器２に入力されてい
る。第３図及び第４図は上述した本発明の動作例
を示すタイミングチヤートである。
o ωdt TDo-1＋Ｋ／ＪG∫TDo dt TDo-1＋１／ＪG∫TDo τLdt TDo-1） ≒−（Ｄ／Ｊ∫TPo ωdt TDo＋Ｋ／Ｊ∫TPo dt TDo＋１／Ｊ∫TPo τLdt TDo） ……(14) そして、加算器２９は上記(14)式及び(6)式の各両
辺を加算するものであるから、その出力SAは KT／Ｊ∫TPo Idt TDo＋ΔωERo≒Δωo ……(15) となる。加算器２９の出力SA（Δωo）はハイパス
フイルタ３０でハイパス処理された後、加算器３
１により速度検出回路４からの速度フイードバツ
ク信号SFと加算され、最終的な速度フイードバ
ツク信号SFAとなつて減算器２に入力されてい
る。第３図及び第４図は上述した本発明の動作例
を示すタイミングチヤートである。
本発明では、速度信号の周波数成分により速度
フイードバツク信号の演算方式を変えている。つ
まり、速度信号の周波数をｆ、ハイパスフイルタ
３０のカツトオフ周波数をf1、ローパスフイルタ
２７のカツトオフ周波数をf2とすれば、以下のよ
うになる。
フイードバツク信号の演算方式を変えている。つ
まり、速度信号の周波数をｆ、ハイパスフイルタ
３０のカツトオフ周波数をf1、ローパスフイルタ
２７のカツトオフ周波数をf2とすれば、以下のよ
うになる。
(1) ｆ＜f1の場合；
低周波の速度信号を制御対象とする場合は、
速度検出の遅れ時間が制御上さほど問題になら
ないため、従来の速度検出回路の出力をそのま
ま速度フイードバツク信号とする。
速度検出の遅れ時間が制御上さほど問題になら
ないため、従来の速度検出回路の出力をそのま
ま速度フイードバツク信号とする。
(2) ｆ＞f2の場合；
高周波の速度信号を制御対象とする場合は、
電流指令値DSAより推測する速度検出遅れ時
間内の速度変化量を従来の速度検出信号に直接
加算することで、遅れ時間を減少させた速度フ
イードバツク信号を得る。これは負荷トルク変
動等に起因して、速度変化量推測値に含まれる
誤差が、この周波数領域では一般に微小として
扱うことができることによる。
電流指令値DSAより推測する速度検出遅れ時
間内の速度変化量を従来の速度検出信号に直接
加算することで、遅れ時間を減少させた速度フ
イードバツク信号を得る。これは負荷トルク変
動等に起因して、速度変化量推測値に含まれる
誤差が、この周波数領域では一般に微小として
扱うことができることによる。
(3) f1＜ｆ＜f2の場合；
この周波数帯域の速度新運号を制御対象とす
る場合は、速度変化量推測値に含まれる誤差が
大きく、制御上においてサーボ剛性の劣化等の
問題を招くため、速度変化量推測値の誤差を随
時検出し、これを現在の速度変化量推測値に加
算することで、高精度な速度変化量推測値を得
る。速度フイードバツク信号は、この推測値を
従来の速度検出信号に加算することで得られ
る。
る場合は、速度変化量推測値に含まれる誤差が
大きく、制御上においてサーボ剛性の劣化等の
問題を招くため、速度変化量推測値の誤差を随
時検出し、これを現在の速度変化量推測値に加
算することで、高精度な速度変化量推測値を得
る。速度フイードバツク信号は、この推測値を
従来の速度検出信号に加算することで得られ
る。
（発明の変形例）
上述の実施例では積分回路２０及び２２のそれ
ぞれの動作時間（TPo−TDo）及び（TDo＋TDo-1）
が等しくないとした場合について説明したが、推
測したい電動機速度をTDo+1のタイミングでの実
際の電動機速度であるとすれば、積分回路２０及
び２２の動作時間は（TDo+1−TDo）及び（TDo−
TDo-1）になり、速度変化量推測値の誤差を検出
するための回路構成要素である積分回路２２及び
増幅器２３は、前サイクルで算出された増幅器２
１の出力を記憶する１つの保持回路で代用するこ
とができる。この場合は当然ながら増幅器２８は
不要となる。又、上述の実施例においては、位置
検出器としてレゾルバを用いた場合について説明
したが、パルスジエネレータを使用した速度検出
回路を周波数／電圧変換器等で構成した制御装置
に適用した場合も、パルスジエネレータの出力パ
ルス周波数の確立までの遅れ時間や、周波数／電
圧変換器自身の応答遅れによつて、速度検出に生
じる時間遅れについても補償することができる。
なお、位置フイードバツク信号から間接的に速度
検出信号を得るのではなく、電動機にタコジエネ
レータ等の速度検出器を機械的に連結し、この速
度検出器の出力信号を速度検出回路の検出信号の
代わりに使用する場合でも、本発明の制御装置を
適用することにより、タコジエネレータ等の速度
検出時間遅れに対して補償することができる。さ
らに、上述の実施例においては３相交流電動機に
ついて説明したが、直流電動機等の他の電動機の
制御にも同然適用することが可能である。
ぞれの動作時間（TPo−TDo）及び（TDo＋TDo-1）
が等しくないとした場合について説明したが、推
測したい電動機速度をTDo+1のタイミングでの実
際の電動機速度であるとすれば、積分回路２０及
び２２の動作時間は（TDo+1−TDo）及び（TDo−
TDo-1）になり、速度変化量推測値の誤差を検出
するための回路構成要素である積分回路２２及び
増幅器２３は、前サイクルで算出された増幅器２
１の出力を記憶する１つの保持回路で代用するこ
とができる。この場合は当然ながら増幅器２８は
不要となる。又、上述の実施例においては、位置
検出器としてレゾルバを用いた場合について説明
したが、パルスジエネレータを使用した速度検出
回路を周波数／電圧変換器等で構成した制御装置
に適用した場合も、パルスジエネレータの出力パ
ルス周波数の確立までの遅れ時間や、周波数／電
圧変換器自身の応答遅れによつて、速度検出に生
じる時間遅れについても補償することができる。
なお、位置フイードバツク信号から間接的に速度
検出信号を得るのではなく、電動機にタコジエネ
レータ等の速度検出器を機械的に連結し、この速
度検出器の出力信号を速度検出回路の検出信号の
代わりに使用する場合でも、本発明の制御装置を
適用することにより、タコジエネレータ等の速度
検出時間遅れに対して補償することができる。さ
らに、上述の実施例においては３相交流電動機に
ついて説明したが、直流電動機等の他の電動機の
制御にも同然適用することが可能である。
（発明の効果）
本発明の制御装置によれば、速度検出時に生じ
る検出遅れ時間が少なく、且つ負荷変動に対して
も検出誤差が小さい速度検出を可能にすること
で、速度制御の性能向上を実現することができ
る。すなわち、本発明方法によれば、電流指令値
に積分あるいは積分相当の処理を行なつて電動機
加速度を算出推測する際に、負荷トルク等の変動
に起因して生じる誤差が制御上問題となるような
用途においても、この誤差を補正することで、広
い周波数範囲に亙つた遅れ時間の小さい且つ高精
度な速度検出が可能となり、速度制御性能の向上
を実現することができる。
る検出遅れ時間が少なく、且つ負荷変動に対して
も検出誤差が小さい速度検出を可能にすること
で、速度制御の性能向上を実現することができ
る。すなわち、本発明方法によれば、電流指令値
に積分あるいは積分相当の処理を行なつて電動機
加速度を算出推測する際に、負荷トルク等の変動
に起因して生じる誤差が制御上問題となるような
用途においても、この誤差を補正することで、広
い周波数範囲に亙つた遅れ時間の小さい且つ高精
度な速度検出が可能となり、速度制御性能の向上
を実現することができる。
第１図は本発明装置を実現する装置の一例を示
すブロツク構成図、第２図は位置検出器の動作例
を示す図、第３図及び第４図はそれぞれ本発明装
置の動作例を説明するための図、第５図は従来の
制御装置の一例を示すブロツク構成図、第６図Ａ
及びＢは従来の位置検出器の動作例を示す図であ
る。 １，２，９〜１１，２５……減算器、２９，３
１……加算器、３……PID増幅器、４……速度検
出回路、５……３相正弦波発生回路、６〜８……
乗算器、１２〜１４，２１，２３，２８……増幅
器、１８……電動機、１９……位置検出器、２
０，２２……積分回路、２４……加速度検出回
路、２６……移動平均回路、２７……ローパスフ
イルタ、３０……ハイパスフイルタ。
すブロツク構成図、第２図は位置検出器の動作例
を示す図、第３図及び第４図はそれぞれ本発明装
置の動作例を説明するための図、第５図は従来の
制御装置の一例を示すブロツク構成図、第６図Ａ
及びＢは従来の位置検出器の動作例を示す図であ
る。 １，２，９〜１１，２５……減算器、２９，３
１……加算器、３……PID増幅器、４……速度検
出回路、５……３相正弦波発生回路、６〜８……
乗算器、１２〜１４，２１，２３，２８……増幅
器、１８……電動機、１９……位置検出器、２
０，２２……積分回路、２４……加速度検出回
路、２６……移動平均回路、２７……ローパスフ
イルタ、３０……ハイパスフイルタ。
Claims (1)
- １ 制御対象としての電動機に位置検出器を設
け、この位置検出器から出力される位置帰還信号
PFを速度検出回路と減算器に分岐入力し、この
速度検出回路から出力される速度帰還信号を前記
減算器から出力される速度指令信号で減算して速
度誤差信号DSを得るようにした電動機の制御装
置において、前記速度誤差信号から電流指令値
DSAを得るための手段３と、前記位置検出器に
よる連続する位置検出タイミングの第１の区間
ToTo+1（ｎは整数）の平均速度が実際の前記電動
機の速度と等しいと考えられるタイミングTDoか
ら実際に前記速度検出回路により前記第１の区間
ToTo+1の平均速度が検出されるタイミングTPoま
での区間で前記電流指令値を積分する第１の積分
手段２０と、前記第１の区間ToTo+1の１周期前
の第２の区間To-1Toの平均速度が実際の前記電
動機の速度と等しいと考えられるタイミング
TDo-1から前記第１の区間ToTo+1の平均速度が実
際の前記電動機の速度と等しいと考えられるタイ
ミングTDoまでの区間で前記電流指令値を積分す
る第２の積分手段２２と、前記速度帰還信号から
速度変化量を検出する加速度検出手段２４と、前
記第２の積分手段の出力と前記加速度検出手段か
ら出力される速度変化量とを加算して、前記電流
指令値により推測した速度変化量と実際の速度変
化量との誤差DACを求める第１の加算手段２５
と、前記第１の積分手段の出力と前記第１の加算
手段から出力される誤差とを加算して、速度変化
量推測値SAを求める第２の加算手段２９と、前
記第２の加算手段から出力される速度変化量推測
値と前記速度帰還信号とを加算して最終的な速度
帰還信号（SFA）を求める第３の加算手段とを
備えたことを特徴とする電動機の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61283661A JPS63136993A (ja) | 1986-11-28 | 1986-11-28 | 電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61283661A JPS63136993A (ja) | 1986-11-28 | 1986-11-28 | 電動機の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63136993A JPS63136993A (ja) | 1988-06-09 |
| JPH0548078B2 true JPH0548078B2 (ja) | 1993-07-20 |
Family
ID=17668421
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61283661A Granted JPS63136993A (ja) | 1986-11-28 | 1986-11-28 | 電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63136993A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0295189A (ja) * | 1988-09-27 | 1990-04-05 | Okuma Mach Works Ltd | 電動機の同期運転制御装置 |
| JP4680754B2 (ja) * | 2005-11-17 | 2011-05-11 | 本田技研工業株式会社 | Ｄｃブラシレスモータのロータ角度推定方法及びｄｃブラシレスモータの制御装置 |
| JP5535675B2 (ja) * | 2010-02-10 | 2014-07-02 | ファナック株式会社 | 機械を駆動するサーボシステムの消費電力計算機能を有するサーボシステム選定装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5788887A (en) * | 1980-09-29 | 1982-06-02 | Siemens Ag | Rotary speed controller |
-
1986
- 1986-11-28 JP JP61283661A patent/JPS63136993A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63136993A (ja) | 1988-06-09 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |