JPH0548664A - 軟判定誤り訂正回路付遅延検波回路 - Google Patents
軟判定誤り訂正回路付遅延検波回路Info
- Publication number
- JPH0548664A JPH0548664A JP3201683A JP20168391A JPH0548664A JP H0548664 A JPH0548664 A JP H0548664A JP 3201683 A JP3201683 A JP 3201683A JP 20168391 A JP20168391 A JP 20168391A JP H0548664 A JPH0548664 A JP H0548664A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- symbol
- soft decision
- error correction
- phase difference
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は、移動体通信に好適なＤＱＰＳＫお
よびπ／４シフトＱＰＳＫ用の軟判定誤り訂正回路付遅
延検波回路を提供することを目的とする。 【構成】 ディジタル直交復調部４および絶対位相検出
回路１０により、基準信号に対する絶対位相を絶対位相
検出回路１０で直接検出し、その検出された、連続する
受信シンボル間の位相差を位相差計算回路１１で検出
し、その受信シンボル間の位相差データを位相平面上で
量子化する位相差データの量子化変換部１３と軟判定誤
り訂正回路１６により、受信変調波の時刻ｔ＝ｋＴｓ
（ｋは整数、Ｔｓはシンボル・データ時間間隔）ごとの
位相を直接検出し、時刻ｔ＝ｋＴｓの受信変調波の位相
と、１シンボル時間前の時刻ｔ＝（ｋ−１）Ｔｓの受信
変調波の位相との差を検出することで、送信シンボル・
データの情報を得て、位相差データを変調波の信号点配
置に応じて位相平面上で量子化し、軟判定誤り訂正す
る。
よびπ／４シフトＱＰＳＫ用の軟判定誤り訂正回路付遅
延検波回路を提供することを目的とする。 【構成】 ディジタル直交復調部４および絶対位相検出
回路１０により、基準信号に対する絶対位相を絶対位相
検出回路１０で直接検出し、その検出された、連続する
受信シンボル間の位相差を位相差計算回路１１で検出
し、その受信シンボル間の位相差データを位相平面上で
量子化する位相差データの量子化変換部１３と軟判定誤
り訂正回路１６により、受信変調波の時刻ｔ＝ｋＴｓ
（ｋは整数、Ｔｓはシンボル・データ時間間隔）ごとの
位相を直接検出し、時刻ｔ＝ｋＴｓの受信変調波の位相
と、１シンボル時間前の時刻ｔ＝（ｋ−１）Ｔｓの受信
変調波の位相との差を検出することで、送信シンボル・
データの情報を得て、位相差データを変調波の信号点配
置に応じて位相平面上で量子化し、軟判定誤り訂正す
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、差動符号化４相位相変
調（以下ＤＱＰＳＫと略す）やπ／４シフト４相位相変
調（以下π／４シフトＱＰＳＫと略す）などのディジタ
ル位相変調波を受信する装置に使用される、軟判定誤り
訂正回路付遅延検波回路に関するものである。
調（以下ＤＱＰＳＫと略す）やπ／４シフト４相位相変
調（以下π／４シフトＱＰＳＫと略す）などのディジタ
ル位相変調波を受信する装置に使用される、軟判定誤り
訂正回路付遅延検波回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、移動体通信においてＤＱＰＳＫや
π／４シフトＱＰＳＫなどの差動符号化位相変調と時分
割多重を用いた自動車電話などの移動体通信システムが
検討されている。差動符号化位相変調波の復調系として
は、復調器内部でディジタル変調波のキャリア信号を再
生し、この再生キャリア信号を基に受信された差動符号
化位相変調波を同期検波した後、得られたシンボル・デ
ータにより差動復号する同期検波復調系と、送信される
ディジタル変調波が、前後のシンボル間での位相変化に
送信情報があることを利用して復調する遅延検波復調系
が知られている。移動通信では、無線伝送路は良く知ら
れているようにフェージング伝送路である。フェージン
グ伝送路では、一般的に、搬送波信号の振幅はレーレ分
布、位相はランダムな一様分布である。この様なフェー
ジング伝送路で差動符号化ディジタル位相変調波を伝送
し同期検波復調系で復調すると、一般的にランダムな位
相変動にキャリア再生系が完全に追従することが困難で
あるため、遅延検波復調系よりも復調特性が劣化する。
この様な理由から、移動体通信における差動符号化位相
変調の復調系には一般的に遅延検波復調系が使用され
る。
π／４シフトＱＰＳＫなどの差動符号化位相変調と時分
割多重を用いた自動車電話などの移動体通信システムが
検討されている。差動符号化位相変調波の復調系として
は、復調器内部でディジタル変調波のキャリア信号を再
生し、この再生キャリア信号を基に受信された差動符号
化位相変調波を同期検波した後、得られたシンボル・デ
ータにより差動復号する同期検波復調系と、送信される
ディジタル変調波が、前後のシンボル間での位相変化に
送信情報があることを利用して復調する遅延検波復調系
が知られている。移動通信では、無線伝送路は良く知ら
れているようにフェージング伝送路である。フェージン
グ伝送路では、一般的に、搬送波信号の振幅はレーレ分
布、位相はランダムな一様分布である。この様なフェー
ジング伝送路で差動符号化ディジタル位相変調波を伝送
し同期検波復調系で復調すると、一般的にランダムな位
相変動にキャリア再生系が完全に追従することが困難で
あるため、遅延検波復調系よりも復調特性が劣化する。
この様な理由から、移動体通信における差動符号化位相
変調の復調系には一般的に遅延検波復調系が使用され
る。
【０００３】以下、従来の遅延検波復調系について、図
４を用いてπ／４シフトＱＰＳＫ変調の場合について説
明する。なお、ＤＱＰＳＫ変調の場合については、図４
において遅延素子４３の後で、乗算器４６の前に−４５
゜の位相器を追加することにより、同様に遅延検波復調
系を構成できる。（「ディジタル コミュニケーショ
ン」 ＭｃＧｒｏｗ Ｈｉｌｌ，１９８３，Ｊｏｈｎ
Ｇ．Ｐｒｏａｈｉｓ Ｐ１７３ を参照）図４は従来の
中間周波数帯で処理する、π／４シフトＱＰＳＫ変調用
の遅延検波復調系を示すものである。図４において、４
２はＢＰＦ、４３は・シンボル・レート間隔Ｔｓの遅延
素子、４４は９０゜位相器、４５、４６は乗算器、４
７、４８はＬＰＦ、４９はシンボルクロック再生器、５
０、５１は判定器、５２は誤り訂正回路である。
４を用いてπ／４シフトＱＰＳＫ変調の場合について説
明する。なお、ＤＱＰＳＫ変調の場合については、図４
において遅延素子４３の後で、乗算器４６の前に−４５
゜の位相器を追加することにより、同様に遅延検波復調
系を構成できる。（「ディジタル コミュニケーショ
ン」 ＭｃＧｒｏｗ Ｈｉｌｌ，１９８３，Ｊｏｈｎ
Ｇ．Ｐｒｏａｈｉｓ Ｐ１７３ を参照）図４は従来の
中間周波数帯で処理する、π／４シフトＱＰＳＫ変調用
の遅延検波復調系を示すものである。図４において、４
２はＢＰＦ、４３は・シンボル・レート間隔Ｔｓの遅延
素子、４４は９０゜位相器、４５、４６は乗算器、４
７、４８はＬＰＦ、４９はシンボルクロック再生器、５
０、５１は判定器、５２は誤り訂正回路である。
【０００４】以上のように構成された遅延検波復調系に
ついて、以下その動作について説明する。まず、入力端
子４１に入力された受信変調波は、広帯域雑音を抑圧す
るＢＰＦ４２により帯域制限された後、シンボル・レー
ト間隔Ｔｓの遅延素子４３により１シンボル・レート間
隔時間Ｔｓだけ遅延され、一方は９０゜位相器４４で位
相シフトされ、それぞれ乗算器４５および４６の一方の
入力となる。乗算器４５および４６の他方の入力には、
ＢＰＦ４２の出力がそのまま入力される。乗算器４５お
よび４６の出力は、高周波成分を除去するためＬＰＦ４
７および４８により低域通過された後、判定器５０およ
び５１に入力される。このとき、時間ｔ＝（ｋ−１）Ｔ
ｓでの受信変調波をＶｋ−１＝Ａｃｏｓ（Ｗｃｔ＋φｋ
−１＋θ）＋Ｎｎ−１、時間ｔ＝ｋＴｓでの受信変調波
をＶｋ＝Ａｃｏｓ（Ｗｃｔ＋φｋ＋θ）＋Ｎｎとする
と、ＬＰＦ４７および４８の出力は、それぞれＡ2ｃｏ
ｓ（φｋ−φｋ−１）＋Ｎｎ・Ｎｎ−１と、Ａ2ｓｉｎ
（φｋ−φｋ−１）＋Ｎｎ・Ｎｎ−１となり、図３
（ａ）に示すπ／４シフトＱＰＳＫの位相シフトに対応
したビット・マップに応じて、判定器５０および５１
で、シンボルクロック再生器４９で再生されたシンボル
クロック毎に判定される。ここで、φｋ−１、φｋおよ
びＮｎ−１、Ｎｎは、それぞれ時間ｔ＝（ｋ−１）Ｔ
ｓ、ｔ＝ｋＴｓでの送信変調波の位相および雑音であ
る。また、θは受信機での固定位相ずれ、Ｗｃは搬送波
角周波数である。そして、上記判定出力は誤り訂正回路
５２に入力され復号され復調データのビット出力を得
る。ここで、一般に上記判定出力をＡ／Ｄ変換器で多値
に量子化することにより誤り訂正回路で軟判定誤り訂正
した場合、２値の硬判定誤り訂正をした時に比べ、誤り
率特性を改善できることが知られている。例えば、加法
的白色ガウス雑音下の通信路において、畳込み符号を用
いて３ビットの量子化による軟判定誤り訂正を行うと、
２値の硬判定誤り訂正をしたときに比べ、誤り率特性が
約２ｄＢ改善される。
ついて、以下その動作について説明する。まず、入力端
子４１に入力された受信変調波は、広帯域雑音を抑圧す
るＢＰＦ４２により帯域制限された後、シンボル・レー
ト間隔Ｔｓの遅延素子４３により１シンボル・レート間
隔時間Ｔｓだけ遅延され、一方は９０゜位相器４４で位
相シフトされ、それぞれ乗算器４５および４６の一方の
入力となる。乗算器４５および４６の他方の入力には、
ＢＰＦ４２の出力がそのまま入力される。乗算器４５お
よび４６の出力は、高周波成分を除去するためＬＰＦ４
７および４８により低域通過された後、判定器５０およ
び５１に入力される。このとき、時間ｔ＝（ｋ−１）Ｔ
ｓでの受信変調波をＶｋ−１＝Ａｃｏｓ（Ｗｃｔ＋φｋ
−１＋θ）＋Ｎｎ−１、時間ｔ＝ｋＴｓでの受信変調波
をＶｋ＝Ａｃｏｓ（Ｗｃｔ＋φｋ＋θ）＋Ｎｎとする
と、ＬＰＦ４７および４８の出力は、それぞれＡ2ｃｏ
ｓ（φｋ−φｋ−１）＋Ｎｎ・Ｎｎ−１と、Ａ2ｓｉｎ
（φｋ−φｋ−１）＋Ｎｎ・Ｎｎ−１となり、図３
（ａ）に示すπ／４シフトＱＰＳＫの位相シフトに対応
したビット・マップに応じて、判定器５０および５１
で、シンボルクロック再生器４９で再生されたシンボル
クロック毎に判定される。ここで、φｋ−１、φｋおよ
びＮｎ−１、Ｎｎは、それぞれ時間ｔ＝（ｋ−１）Ｔ
ｓ、ｔ＝ｋＴｓでの送信変調波の位相および雑音であ
る。また、θは受信機での固定位相ずれ、Ｗｃは搬送波
角周波数である。そして、上記判定出力は誤り訂正回路
５２に入力され復号され復調データのビット出力を得
る。ここで、一般に上記判定出力をＡ／Ｄ変換器で多値
に量子化することにより誤り訂正回路で軟判定誤り訂正
した場合、２値の硬判定誤り訂正をした時に比べ、誤り
率特性を改善できることが知られている。例えば、加法
的白色ガウス雑音下の通信路において、畳込み符号を用
いて３ビットの量子化による軟判定誤り訂正を行うと、
２値の硬判定誤り訂正をしたときに比べ、誤り率特性が
約２ｄＢ改善される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記の従
来の構成では、中間周波数帯での正確なシンボル・レー
ト間隔の遅延素子および中間周波数帯での９０゜位相器
が必要であること。また、軟判定誤り訂正をするために
はＡ／Ｄ変換器が必要であるという課題を有していた。
来の構成では、中間周波数帯での正確なシンボル・レー
ト間隔の遅延素子および中間周波数帯での９０゜位相器
が必要であること。また、軟判定誤り訂正をするために
はＡ／Ｄ変換器が必要であるという課題を有していた。
【０００６】本発明は上記従来技術の課題を解決するも
ので、ＤＱＰＳＫおよびπ／４シフトＱＰＳＫなどのデ
ィジタル変調方式に対して、移動体通信に好適な、軟判
定誤り訂正を可能とした軟判定誤り訂正回路付遅延検波
回路を提供することを目的とする。
ので、ＤＱＰＳＫおよびπ／４シフトＱＰＳＫなどのデ
ィジタル変調方式に対して、移動体通信に好適な、軟判
定誤り訂正を可能とした軟判定誤り訂正回路付遅延検波
回路を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明は、受信位相変調波から、内部基準信号に対す
る絶対位相を検出し、検出された受信シンボルの絶対位
相と、上記受信シンボルの１シンボル・データ時間間隔
前に検出された絶対位相との位相差を検出する手段と、
上記遅延検波器より得られた位相差データを、位相平面
上で量子化する位相量子化変換手段とを有する。
に本発明は、受信位相変調波から、内部基準信号に対す
る絶対位相を検出し、検出された受信シンボルの絶対位
相と、上記受信シンボルの１シンボル・データ時間間隔
前に検出された絶対位相との位相差を検出する手段と、
上記遅延検波器より得られた位相差データを、位相平面
上で量子化する位相量子化変換手段とを有する。
【０００８】
【作用】本発明は上記構成により、ＤＱＰＳＫおよびπ
／４シフトＱＰＳＫなどに対して、変調波の信号点配置
に応じて位相平面上で量子化することにより、軟判定誤
り訂正可能な遅延検波回路を実現することができる。
／４シフトＱＰＳＫなどに対して、変調波の信号点配置
に応じて位相平面上で量子化することにより、軟判定誤
り訂正可能な遅延検波回路を実現することができる。
【０００９】
【実施例】以下、本発明の一実施例について、図面を参
照しながら説明する。
照しながら説明する。
【００１０】図１は本発明の一実施例における軟判定誤
り訂正回路付遅延検波回路のブロック結線図である。図
１において、１は入力端子、２はＢＰＦ、３はリミッ
タ、４はディジタル直交復調部、５は１／４分周器、
６、７はＥＸ−ＯＲロジック、８、９はディジタルＬＰ
Ｆ、１０は絶対位相検出回路、１１は位相差計算回路、
１２はシンボルクロック再生回路、１３は位相差データ
量子化変換部、１４は位相量子化メモリアドレス判定回
路、１５は位相軟判定用メモリ、１６は軟判定誤り訂正
回路、１７は復調データ出力端子、１８は基準信号入力
端子である。
り訂正回路付遅延検波回路のブロック結線図である。図
１において、１は入力端子、２はＢＰＦ、３はリミッ
タ、４はディジタル直交復調部、５は１／４分周器、
６、７はＥＸ−ＯＲロジック、８、９はディジタルＬＰ
Ｆ、１０は絶対位相検出回路、１１は位相差計算回路、
１２はシンボルクロック再生回路、１３は位相差データ
量子化変換部、１４は位相量子化メモリアドレス判定回
路、１５は位相軟判定用メモリ、１６は軟判定誤り訂正
回路、１７は復調データ出力端子、１８は基準信号入力
端子である。
【００１１】以上のように構成された軟判定誤り訂正回
路付遅延検波回路について、図２および図３を用い、π
／４シフトＱＰＳＫ変調の場合についてその動作を説明
する。図２は遅延検波回路の動作を説明するための各部
の波形図である。図３（ａ）はπ／４シフトＱＰＳＫ変
調のシンボル間位相差の信号点配置を示す図、同図
（ｂ）は上記遅延検波回路の基準信号ｆｒｅｆの位相平
面を示す図、（ｃ）は位相軟判定方法を示す図である。
まず、図２で入力端子１より入力された受信変調波は、
広帯域雑音を抑圧するためＢＰＦ２で帯域制限される。
ＢＰＦ２で帯域制限された後に、振幅を一定とするため
リミッタ３でエンベロープ一定とされ、ディジタル直交
復調部４に入力される。ディジタル直交復調部４は、２
つのＥＸ−ＯＲロジック６、および７と、１／４分周器
５で構成される９０゜位相器およびディジタルＬＰＦ
８、９で構成される。図２はディジタル直交復調部４の
動作を説明する波形図で、図２（ａ）は図１のＢＰＦ２
で帯域制限された後、リミッタ３で一定振幅とされた受
信変調波を示したもので、振幅一定の位相変調波であ
る。図２（ｂ）および（ｃ）は、直交復調器内部の基準
信号を示したもので、（ｂ）および（ｃ）は９０゜の位
相差をもている。図２（ｄ）は、同図（ａ）の受信変調
波と（ｂ）の基準信号とのＥＸ−ＯＲ出力、図２（ｅ）
は（ａ）の受信変調波と（ｃ）の基準信号とのＥＸ−Ｏ
Ｒ出力である。同図（ｄ）と（ｅ）の出力は基準信号ｆ
ｒｅｆの２倍の周期をもつパルス変調波である。図２
（ｆ）は図２（ｄ）と（ｅ）を周波数軸上で示したもの
で、ベースバンドの変調波成分２１が基準信号の２倍の
間隔で現れる。ディジタル直交復調器４は、上記ベース
バンド変調波成分２１をディジタルＬＰＦ８および９を
とうして、図１のベースバンド出力Ｉ、Ｑとして取り出
すことができる。上記ベースバンド出力ＩおよびＱはそ
れぞれの振幅の２乗和が常に一定となる信号であり、図
３（ｂ）の位相点３１あるいは３２に示すような、上記
基準信号ｆｒｅｆの位相平面上の１つの位相点と対応づ
けることができる。絶対位相検出回路１０は０゜から３
６０゜の位相を適当に分割した（１２８分割あるいは６
４分割程度とした）位相データをメモリーに保持するこ
とにより、上記ディジタル直交復調器４のＩおよびＱ出
力を、上記基準信号ｆｒｅｆの位相に対応する、０゜か
ら３６０゜に等分割した絶対位相のディジタル・データ
φｋとして得ることができる。位相差計算回路１１は、
絶対位相検出回路１０で、シンボル・データ時間間隔Ｔ
ｓ毎に検出された絶対位相をもとに、時間ｔ＝（ｋ−
１）Ｔｓでの検出位相φ（ｋ−１）と、時間ｔ＝ｋＴｓ
（ここでｋは整数）での検出位相φｋとの位相差φｄ＝
φｋ−φ（ｋ−１）を計算する。以上説明した遅延検波
回路については、特許２−３００８２７に示されてい
る。次に、上記遅延検波回路により得られた位相差φｄ
を位相平面上で量子化し、軟判定誤り訂正する方法につ
いて説明する。上記位相差φｄは位相差データ量子化変
換部１３に入力される。位相量子化変換部１３は、図３
（ｃ）に示すような、π／４シフトＱＰＳＫのシンボル
間位相差配置に応じた、位相平面上での量子化データを
メモリ１５に有し、位相量子化メモリアドレス判定回路
１４で、上記位相量子化変換部１３へ入力された上記位
相差φｄに対応するメモリアドレスを指定することによ
り、軟判定データを得る。そして、上記軟判定データを
軟判定誤り訂正回路１６に入力し、誤り訂正を行うこと
により復調データ１７を得る。ここで、図３（ｃ）にお
いて、位相差φｄは次のように位相平面上で量子化され
る。領域ｉ（１）、ｉ（２）、ｑ（１）、ｑ（２）は、
それぞれ量子化ビット数に応じて位相平面が等分割さ
れ、それぞれに軟判定値が与えられる。図３（ｃ）は量
子化ビット数が３ビットの場合である。位相差φｄが領
域ｉ（１）、ｉ（２）上にある場合、Ｉシンボルには位
相差φｄの値に応じて０から７の軟判定値を与える。そ
して、Ｑシンボルには、位相差φｄが領域ｉ（１）上に
ある場合は軟判定値７を与え、領域ｉ（２）上にある場
合は軟判定値０与える。また、位相差φｄが領域ｑ
（１）、ｑ（２）上にある場合、同様に、Ｑシンボルに
は位相差φｄの値に応じて０から７の軟判定値を与え
る。そして、Ｉシンボルには、位相差φｄが領域ｑ
（１）上にある場合は軟判定値７を与え、領域ｑ（２）
上にある場合は軟判定値０を与える。
路付遅延検波回路について、図２および図３を用い、π
／４シフトＱＰＳＫ変調の場合についてその動作を説明
する。図２は遅延検波回路の動作を説明するための各部
の波形図である。図３（ａ）はπ／４シフトＱＰＳＫ変
調のシンボル間位相差の信号点配置を示す図、同図
（ｂ）は上記遅延検波回路の基準信号ｆｒｅｆの位相平
面を示す図、（ｃ）は位相軟判定方法を示す図である。
まず、図２で入力端子１より入力された受信変調波は、
広帯域雑音を抑圧するためＢＰＦ２で帯域制限される。
ＢＰＦ２で帯域制限された後に、振幅を一定とするため
リミッタ３でエンベロープ一定とされ、ディジタル直交
復調部４に入力される。ディジタル直交復調部４は、２
つのＥＸ−ＯＲロジック６、および７と、１／４分周器
５で構成される９０゜位相器およびディジタルＬＰＦ
８、９で構成される。図２はディジタル直交復調部４の
動作を説明する波形図で、図２（ａ）は図１のＢＰＦ２
で帯域制限された後、リミッタ３で一定振幅とされた受
信変調波を示したもので、振幅一定の位相変調波であ
る。図２（ｂ）および（ｃ）は、直交復調器内部の基準
信号を示したもので、（ｂ）および（ｃ）は９０゜の位
相差をもている。図２（ｄ）は、同図（ａ）の受信変調
波と（ｂ）の基準信号とのＥＸ−ＯＲ出力、図２（ｅ）
は（ａ）の受信変調波と（ｃ）の基準信号とのＥＸ−Ｏ
Ｒ出力である。同図（ｄ）と（ｅ）の出力は基準信号ｆ
ｒｅｆの２倍の周期をもつパルス変調波である。図２
（ｆ）は図２（ｄ）と（ｅ）を周波数軸上で示したもの
で、ベースバンドの変調波成分２１が基準信号の２倍の
間隔で現れる。ディジタル直交復調器４は、上記ベース
バンド変調波成分２１をディジタルＬＰＦ８および９を
とうして、図１のベースバンド出力Ｉ、Ｑとして取り出
すことができる。上記ベースバンド出力ＩおよびＱはそ
れぞれの振幅の２乗和が常に一定となる信号であり、図
３（ｂ）の位相点３１あるいは３２に示すような、上記
基準信号ｆｒｅｆの位相平面上の１つの位相点と対応づ
けることができる。絶対位相検出回路１０は０゜から３
６０゜の位相を適当に分割した（１２８分割あるいは６
４分割程度とした）位相データをメモリーに保持するこ
とにより、上記ディジタル直交復調器４のＩおよびＱ出
力を、上記基準信号ｆｒｅｆの位相に対応する、０゜か
ら３６０゜に等分割した絶対位相のディジタル・データ
φｋとして得ることができる。位相差計算回路１１は、
絶対位相検出回路１０で、シンボル・データ時間間隔Ｔ
ｓ毎に検出された絶対位相をもとに、時間ｔ＝（ｋ−
１）Ｔｓでの検出位相φ（ｋ−１）と、時間ｔ＝ｋＴｓ
（ここでｋは整数）での検出位相φｋとの位相差φｄ＝
φｋ−φ（ｋ−１）を計算する。以上説明した遅延検波
回路については、特許２−３００８２７に示されてい
る。次に、上記遅延検波回路により得られた位相差φｄ
を位相平面上で量子化し、軟判定誤り訂正する方法につ
いて説明する。上記位相差φｄは位相差データ量子化変
換部１３に入力される。位相量子化変換部１３は、図３
（ｃ）に示すような、π／４シフトＱＰＳＫのシンボル
間位相差配置に応じた、位相平面上での量子化データを
メモリ１５に有し、位相量子化メモリアドレス判定回路
１４で、上記位相量子化変換部１３へ入力された上記位
相差φｄに対応するメモリアドレスを指定することによ
り、軟判定データを得る。そして、上記軟判定データを
軟判定誤り訂正回路１６に入力し、誤り訂正を行うこと
により復調データ１７を得る。ここで、図３（ｃ）にお
いて、位相差φｄは次のように位相平面上で量子化され
る。領域ｉ（１）、ｉ（２）、ｑ（１）、ｑ（２）は、
それぞれ量子化ビット数に応じて位相平面が等分割さ
れ、それぞれに軟判定値が与えられる。図３（ｃ）は量
子化ビット数が３ビットの場合である。位相差φｄが領
域ｉ（１）、ｉ（２）上にある場合、Ｉシンボルには位
相差φｄの値に応じて０から７の軟判定値を与える。そ
して、Ｑシンボルには、位相差φｄが領域ｉ（１）上に
ある場合は軟判定値７を与え、領域ｉ（２）上にある場
合は軟判定値０与える。また、位相差φｄが領域ｑ
（１）、ｑ（２）上にある場合、同様に、Ｑシンボルに
は位相差φｄの値に応じて０から７の軟判定値を与え
る。そして、Ｉシンボルには、位相差φｄが領域ｑ
（１）上にある場合は軟判定値７を与え、領域ｑ（２）
上にある場合は軟判定値０を与える。
【００１２】以上のように本実施例によれば、受信位相
変調波と内部基準信号に対する絶対位相を直接検出する
絶対位相検出手段と、上記絶対位相検出手段により検出
された、連続する受信シンボル間の位相差を検出する、
位相差検出手段と、上記位相差検出手段により検出され
た、上記受信シンボル間の位相差データ位相平面上で量
子化する位相差データの量子化変換手段を設ける構成に
より、遅延検波復調方式に軟判定誤り訂正方式を適用す
ることができ、移動通信用受信機に好適な、軟判定誤り
訂正回路付遅延検波回路を実現できるものである。ま
た、上記実施例はπ／４シフトＱＰＳＫについて説明し
たがＤＱＰＳＫについても同様に行うことができる。
変調波と内部基準信号に対する絶対位相を直接検出する
絶対位相検出手段と、上記絶対位相検出手段により検出
された、連続する受信シンボル間の位相差を検出する、
位相差検出手段と、上記位相差検出手段により検出され
た、上記受信シンボル間の位相差データ位相平面上で量
子化する位相差データの量子化変換手段を設ける構成に
より、遅延検波復調方式に軟判定誤り訂正方式を適用す
ることができ、移動通信用受信機に好適な、軟判定誤り
訂正回路付遅延検波回路を実現できるものである。ま
た、上記実施例はπ／４シフトＱＰＳＫについて説明し
たがＤＱＰＳＫについても同様に行うことができる。
【００１３】
【発明の効果】以上のように本発明はエンベロープ一定
とされた受信位相変調波と内部基準信号とを比較して、
内部基準信号に対する絶対位相を直接検出する絶対位相
検出手段と、上記絶対位相検出手段により検出された受
信シンボルの絶対位相と、上記受信シンボルの１シンボ
ル・データ時間間隔前に検出された絶対位相との差を検
出する、位相差検出手段と、上記位相差検出手段により
検出された、上記受信シンボル間の位相差データ位相平
面上で量子化する位相差データの量子化変換手段を設け
ることにより、遅延検波復調方式に軟判定誤り訂正方式
を適用することができ、移動通信用受信機に好適な、軟
判定誤り訂正回路付遅延検波回路を実現できるものであ
る。
とされた受信位相変調波と内部基準信号とを比較して、
内部基準信号に対する絶対位相を直接検出する絶対位相
検出手段と、上記絶対位相検出手段により検出された受
信シンボルの絶対位相と、上記受信シンボルの１シンボ
ル・データ時間間隔前に検出された絶対位相との差を検
出する、位相差検出手段と、上記位相差検出手段により
検出された、上記受信シンボル間の位相差データ位相平
面上で量子化する位相差データの量子化変換手段を設け
ることにより、遅延検波復調方式に軟判定誤り訂正方式
を適用することができ、移動通信用受信機に好適な、軟
判定誤り訂正回路付遅延検波回路を実現できるものであ
る。
【図１】本発明の一実施例における軟判定誤り訂正回路
付遅延検波回路のブロック結線図
付遅延検波回路のブロック結線図
【図２】同実施例における遅延検波回路の直交直交復調
器の動作を説明する波形図
器の動作を説明する波形図
【図３】同実施例における軟判定誤り訂正回路付遅延検
波回路の動作を説明する位相図
波回路の動作を説明する位相図
【図４】従来のπ／４シフトＱＰＳＫ変調波の復調に用
いられるベースバンド帯での遅延検波復調回路のブロッ
ク結線図
いられるベースバンド帯での遅延検波復調回路のブロッ
ク結線図
１ 入力端子 ２ ＢＰＦ ３ リミッタ ４ ディジタル直交復調部 ５ １／４分周器 ６ ＥＸ−ＯＲロジック回路 ７ ＥＸ−ＯＲロジック回路 ８ ディジタルＬＰＦ ９ ディジタルＬＰＦ １０ 絶対位相検出回路 １１ 位相差計算回路 １２ シンボルクロック再生回路 １３ 位相差データ量子化変換部 １４ 位相量子化メモリアドレス判定回路 １５ メモリ １６ 軟判定誤り訂正回路 １７ 復調データ出力端子 １８ 基準信号入力端子
Claims (2)
- 【請求項１】 差動符号化４相位相変調やπ／４シフト
４相位相変調などのディジタル変調された受信変調波
の、内部基準信号に対する絶対位相を検出する手段と、
上記絶対位相検出手段により検出された絶対位相と、上
記絶対位相の１シンボル・データ間隔前に検出された絶
対位相との位相差を、位相平面上で量子化する手段とを
備えた軟判定誤り訂正回路付遅延検波回路。 - 【請求項２】 請求項１記載のの位相平面上の量子化方
法は、Ｉ−Ｑ位相平面を４相位相変調のシンボル点とＩ
−Ｑ位相平面の原点を結ぶ線分により４等分し、上記４
等分した領域を、Ｉシンボルの領域とＱシンボルの領域
がそれぞれ隣接するように、ＩシンボルとＱシンボルに
対し領域を割当て、そして、上記ＩシンボルおよびＱシ
ンボルに割り当てた領域を、それぞれ量子化ビット数に
応じて分割し、上記量子化ビット数に応じて分割された
領域に対してそれぞれ軟判定値を与える。そして、量子
化する位相データが上記Ｉシンボル領域にある場合は、
Ｉシンボルに対して量子化ビット数に応じた軟判定値を
与え、Ｑシンボルに対しては一定の軟判定値値を与える
とともに、量子化する位相データが上記Ｑシンボル領域
にある場合は、Ｑシンボルに対して量子化ビット数に応
じた軟判定値を与え、Ｉシンボルに対しては一定の軟判
定値を与えることにより、位相平面上で位相データを量
子化することを特徴する請求項１記載の軟判定誤り訂正
回路付遅延検波回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3201683A JPH0548664A (ja) | 1991-08-12 | 1991-08-12 | 軟判定誤り訂正回路付遅延検波回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3201683A JPH0548664A (ja) | 1991-08-12 | 1991-08-12 | 軟判定誤り訂正回路付遅延検波回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0548664A true JPH0548664A (ja) | 1993-02-26 |
Family
ID=16445176
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3201683A Pending JPH0548664A (ja) | 1991-08-12 | 1991-08-12 | 軟判定誤り訂正回路付遅延検波回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0548664A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6718509B2 (en) | 2000-01-26 | 2004-04-06 | Nec Corporation | Error bit correcting method for use in time-division multiple access system and bit correcting circuit |
| JP2008541629A (ja) * | 2005-05-10 | 2008-11-20 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | ソフト・ビット判定を使用してｓｐｓデータのｄｐｓｋ復調を改善する |
-
1991
- 1991-08-12 JP JP3201683A patent/JPH0548664A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6718509B2 (en) | 2000-01-26 | 2004-04-06 | Nec Corporation | Error bit correcting method for use in time-division multiple access system and bit correcting circuit |
| JP2008541629A (ja) * | 2005-05-10 | 2008-11-20 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | ソフト・ビット判定を使用してｓｐｓデータのｄｐｓｋ復調を改善する |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CA2025232C (en) | Carrier recovery system | |
| JPH09130362A (ja) | 受信装置および受信方法 | |
| US7477707B2 (en) | Computationally efficient demodulation for differential phase shift keying | |
| US7336723B2 (en) | Systems and methods for high-efficiency transmission of information through narrowband channels | |
| US4438524A (en) | Receiver for angle-modulated carrier signals | |
| JPH10308717A (ja) | 受信装置および受信方法 | |
| JP3481574B2 (ja) | 復調装置 | |
| JPH0621992A (ja) | 復調器 | |
| US5504784A (en) | Viterbi algorithm decoding method and apparatus | |
| US5588026A (en) | Method of compensating phase shift keying frequency offset | |
| US6002725A (en) | M-ary FSK receiver | |
| JPH0548664A (ja) | 軟判定誤り訂正回路付遅延検波回路 | |
| JP3252820B2 (ja) | 復調及び変調回路並びに復調及び変調方法 | |
| JP2007536879A (ja) | ベースバンドキャリア注入を使用したセルラ通信システム及び関連する方法 | |
| US6700940B1 (en) | Carrier reproduction circuit | |
| US7359452B2 (en) | Systems and methods for designing a high-precision narrowband digital filter for use in a communications system with high spectral efficiency | |
| KR970000163B1 (ko) | 시분할 다원접속 단말기의 변/복조장치 | |
| JP3167341B2 (ja) | 連続位相変調信号復調回路 | |
| JP3089835B2 (ja) | 周波数オフセット補償方法 | |
| US6246730B1 (en) | Method and arrangement for differentially detecting an MPSK signal using a plurality of past symbol data | |
| US20060269015A1 (en) | Receivers for DPSK signals | |
| JP2988338B2 (ja) | 無線データ伝送装置 | |
| JP3633174B2 (ja) | 同期検波復調装置 | |
| JP4730219B2 (ja) | 同期検波復調装置 | |
| US7269230B2 (en) | Systems and methods for designing a high-precision narrowband digital filter for use in a communications system with high spectral efficiency |