JPH09130362A

JPH09130362A - 受信装置および受信方法

Info

Publication number: JPH09130362A
Application number: JP7281228A
Authority: JP
Inventors: Takahiro Okada; 隆宏岡田; Yasunari Ikeda; 康成池田; Tamotsu Ikeda; 保池田
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1995-10-30
Filing date: 1995-10-30
Publication date: 1997-05-16
Also published as: EP0772330A2; EP0772330A3; US5787123A

Abstract

(57)【要約】【課題】周波数選択性レイリーフェージングによる周
波数歪が生じた状態であっても、クロックを、精度良く
再生する。【解決手段】乗算器３３および３８において、ＯＦＤ
Ｍ（Ortogonal Frequency Division Multiplexing）変
調信号が、ベースバンドの信号であるＯＦＤＭ信号に変
換され、差動復号化回路９３において、ＯＦＤＭ信号を
構成する搬送波の位相と、その搬送波の１ＯＦＤＭシン
ボル前の位相との位相差が算出される。そして、搬送波
再生回路４６またはクロック再生回路４９において、そ
の搬送波の位相差に基づいて、その搬送波の位相誤差が
算出され、ＯＦＤＭ信号を構成する搬送波のうちの複数
についての位相誤差に基づいて、搬送波を発生する局部
発振器４７またはクロックを発生する局部発振器５０が
それぞれ制御される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、受信装置および受
信方法に関する。特に、ＯＦＤＭ（Ortogonal Frequenc
y Division Multiplexing）方式による変調のなされた
ＯＦＤＭ変調信号の復調に必要な、例えば搬送波やクロ
ックなどを再生する場合などに用いて好適な受信装置お
よび受信方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来においては、ディジタル信号を伝送
するのに、搬送波を１つ設け、その搬送波の位相や振幅
を入力ディジタル信号に対応して高速に変化させること
で、ディジタル信号を変調していた。位相のみを変化さ
せる方式（情報系列としてのディジタル信号を位相のみ
に割り当てる方式）として位相変調（ＰＳＫ：Phase Si
ft Keying）方式が、また振幅と位相の両方を変化させ
る方式（情報系列としてのディジタル信号を位相および
振幅の両方に割り当てる方式）として直交変調（ＱＡ
Ｍ：Quadrature Amplitude Modulation）方式がよく知
られている。

【０００３】このように、従来は、１つの搬送波を伝送
帯域に収まる程度に高速に変調していたが、最近では直
交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequen
cy Division Multiplex）と呼ばれる変調方式が提案さ
れている。このＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に、直交す
る搬送波を多数設け、それぞれの直交する搬送波をＰＳ
ＫやＱＡＭでディジタル変調する方式である。この方式
は、多数の搬送波で伝送帯域を分割するため、搬送波１
波あたりの帯域は狭くなり、変調速度は遅くなるが、搬
送波の数が多数あるので、総合の伝送速度は従来の変調
方式と変わらない。

【０００４】このＯＦＤＭ方式では、多数の搬送波が並
列に伝送されるためにシンボル速度が遅くなり、いわゆ
るマルチパス妨害の存在する伝送路では、シンボルの時
間長に対する相対的なマルチパスの時間長を短くするこ
とができる。従って、この方式はマルチパス妨害に対し
て強い方式ということができ、このような特徴からマル
チパス妨害の影響を強く受ける地上波によるディジタル
信号の伝送用に特に注目されている。

【０００５】さらに、最近の半導体技術の進歩により離
散フーリエ変換や離散フーリエ逆変換をハードウェアで
実現することが可能となり、これを用いて簡単にＯＦＤ
Ｍ方式の変調を行ったり、また逆に、復調することがで
きるようになった。また、ＯＦＤＭ方式によれば、周波
数選択性フェージング環境下であっても、各搬送波が、
非選択性フェージングを受けていると考えることができ
るので、このＯＦＤＭ方式は、移動通信にも適している
ということができる。

【０００６】このようなＯＦＤＭ方式の種々の長所に注
目し、欧州においては、変調方式に、このＯＦＤＭ方式
を用いた放送として、ＤＡＢ（Digital Audio Broadcas
ting）が提案され、英国では、１９９５年秋から、ＤＡ
Ｂの本放送が開始される予定である。

【０００７】なお、ＯＦＤＭ方式による信号処理につい
ては、例えば、Bernard Le Floch,Roselyne Halbert-La
ssalle, Damien Castelain, "Digital Sound Broadcast
ingto Mobile Receivers", IEEE Transactions on Cons
umer Electronics, Vol.35, No.3, August 1989, pp.49
3-503などに、その詳細が開示されており、また、ＯＦ
ＤＭ方式に関係する発明については、例えば特開平５−
１６７６３３号公報、特開平５−２８４１４３号公報、
特開平５−２１９００６号公報、特開平５−２１９０２
１号公報などに開示されている。

【０００８】図１５はこのようなＯＦＤＭ方式を利用し
た従来の送信装置の構成例を表している。１シンボルと
してのＩまたはＱデータの組は、シリアル／パラレル変
換器（Ｓ／Ｐ）１または３に、それぞれ同時に入力さ
れ、そこでは、逆離散フーリエ変換器（ＩＤＦＴ：Inve
rsed Discrete Fourie Transform）２へ供給する並列デ
ータ（パラレルデータ）とされる。逆離散フーリエ変換
器２は、この並列データを構成するＩまたはＱデータ
を、例えばそれぞれ実数部または虚数部として、逆離散
フーリエ変換（ＩＤＦＴ）し、周波数領域の信号を時間
領域の信号（以下、適宜、ＩＤＦＴ係数という）に変換
する。

【０００９】このようにして得られたＩＤＦＴ係数の実
数部または虚数部は、パラレル／シリアル変換器（Ｐ／
Ｓ）４または１０で、時間的に直列の信号に変換され
（シリアルデータに変換され）、さらに、バッファメモ
リ５または１１で、いわゆるガードインタバルを付加さ
れた後、Ｄ／Ａ変換器６または１２に、それぞれ入力さ
れる。Ｄ／Ａ変換器６または１２の出力は、その折り返
し成分を除去するためにローパスフィルタ（ＬＰＦ）７
または１３に供給された後、さらに変調用の乗算器８ま
たは１４にそれぞれ供給される。

【００１０】乗算器８には、局部発振器１５の出力を９
０°移相器１６で９０°だけ移相した信号が、また、乗
算器１４には、局部発振器１５の出力がそのまま、それ
ぞれ供給されている。この乗算器８または１４の出力を
加算器９で合成した後、さらに所定の中間周波数帯域の
信号のみをバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１７で取り出
し、これをＲＦコンバータ１８で周波数変換して、送信
アンテナ１９より送信信号として送出するようになされ
ている。

【００１１】次に、その動作について説明する。Ｉデー
タとＱデータは、それぞれシリアル／パラレル変換器１
と３において、シリアルデータからパラレルデータに変
換された後、逆離散フーリエ変換器２に入力され、ＩＤ
ＦＴ処理される。ここで、一度にＩＤＦＴ処理されるＩ
およびＱデータの組の数、即ち、シンボル数を、以下、
適宜、１ＯＦＤＭシンボルという。

【００１２】即ち、１シンボルを構成するＩまたはＱデ
ータを、ある周波数の、互いに直交する２つの搬送波そ
れぞれを変調して得られる信号の周波数軸上の値とみな
し、それを、多数集めてＩＤＦＴすることで、多数の搬
送波を変調して得られる時間軸上の信号（ＩＤＦＴ係数
の集合）（以下、適宜、ＯＦＤＭ信号ともいう）、つま
り、１ＯＦＤＭシンボルと同一の数の搬送波を、（多
値）ＰＳＫ変調や（多値）ＱＡＭ変調した信号が生成さ
れる。

【００１３】逆離散フーリエ変換器２でＩＤＦＴ処理の
結果得られたＩＤＦＴ係数の実数部（以下、適宜、Ｉ信
号成分という）と虚数部（以下、適宜、Ｑ信号成分とい
う）は、それぞれパラレル／シリアル変換器４と１０に
おいて、パラレルデータからシリアルデータに戻された
後、バッファメモリ５と１１にそれぞれ入力されて記憶
される。そして、バッファメモリ５および１１において
所定の幅のガードインタバルが付加される。なお、この
ガードインタバルは、ゴーストの影響を軽減するために
付加されるものである。

【００１４】バッファメモリ５と１１より出力されたＩ
信号成分とＱ信号成分（ＩＤＦＴ係数の実数部と虚数
部）は、Ｄ／Ａ変換器６と１２においてＤ／Ａ変換され
た後、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）７と１３において、
その折り返し成分が除去され、乗算器８と１４にそれぞ
れ入力される。乗算器８においては、ローパスフィルタ
７より入力されたＩ信号成分と、局部発振器１５が出力
する搬送波（この搬送波は、上述したＩおよびＱデータ
で変調された搬送波を副搬送波とすれば、主搬送波とい
うことができる）であって、９０゜移相器１６により９
０゜だけ移相された搬送波が乗算される。また、乗算器
１４においては、ローパスフィルタ１３より出力される
Ｑ信号成分と、局部発振器１５が出力する移相が９０゜
移相されていない搬送波（局部発振器１５が出力する搬
送波そのもの）と乗算される。これにより、ＩおよびＱ
信号成分は、所定の中間周波数帯域の信号にアップコン
バートされる。

【００１５】加算器９は、乗算器８の出力と、乗算器１
４の出力とを加算し、バンドパスフィルタ１７に出力す
る。バンドパスフィルタ１７は、所定の中間周波数帯域
の信号のみを抽出し、ＲＦコンバータ１８に出力する。
ＲＦコンバータ１８は、入力された中間周波数帯域の信
号を周波数変換し、アンテナ１９より電波として出力す
る。

【００１６】図１６は、図１５の送信装置より送信され
た信号を受信する受信装置の構成例を表している。ＲＦ
信号入力は受信アンテナ３１で捕捉され、チューナ３２
に供給される。チューナ３２では、ＲＦ帯域の信号を中
間周波数帯域の信号に変換し、乗算器３３と３８に供給
する。乗算器３３には、局部発振器４７の出力を９０°
移相器４８で９０゜だけ移相した信号が、また、乗算器
３８には、局部発振器４７の出力がそのまま、それぞれ
供給されている。

【００１７】乗算器３３と３８は、中間周波数帯域のＩ
信号成分とＱ信号成分を基底周波数帯域（ベースバン
ド）の信号、即ち、ＯＦＤＭ信号にそれぞれ変換してお
り、これらの信号は、さらにローパスフィルタ３４と３
９で不要の高調波成分を除去した後、Ａ／Ｄ変換器３５
と４０に供給されている。Ａ／Ｄ変換器３５と４０の出
力は、離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）３７でＤＦＴする
ために、シリアル／パラレル変換器（Ｓ／Ｐ）３６と４
１で並列データに変換される。離散フーリエ変換器３７
の出力は、パラレル／シリアル変換器（Ｐ／Ｓ）４２と
４４で時間的に直列のデータ系列（シリアルデータ）に
変換され、さらに、バッファメモリ４３と４５でガード
インタバル等の除去処理を受けた後、ＩデータとＱデー
タとして出力されるようになされている。

【００１８】ところで、図１５の送信装置から送信され
てきた信号を受信装置で正しく復調するためには、各種
の同期が必要になる。即ち、中間周波数帯域のＯＦＤＭ
信号（以下、適宜、ＯＦＤＭ変調信号という）を、ＯＦ
ＤＭ信号（ベースバンドのＯＦＤＭ信号）に変換するた
めに、局部発振器４７の出力する信号（再生搬送波）の
周波数と位相を送信側のそれと同期させる必要がある。
また、ＯＦＤＭ信号を復調処理するためには、送信側の
クロックに同期したクロックを再生しなければならな
い。

【００１９】そこで、例えばＤＡＢ（mode I）では、図
１７に示すように、１フレーム（９６ｍｓ）を、フレー
ム同期をとるためのＮＵＬＬ，１個のリファレンスシン
ボルとしてのＴＦＰＲ、および７５個のＯＦＤＭシンボ
ルで構成するようにし、受信信号とリファレンスシンボ
ルとの相互相関値から再生搬送波の再生を行うととも
に、リファレンスシンボルのチャンネルインパルスレス
ポンスから、クロック再生を行うようになされている。

【００２０】しかしながら、この方法では、１フレーム
に、１個のリファレンスシンボルが挿入されるため、伝
送効率が劣化することになる。そこで、フレーム周期を
長くする方法があるが、リファレンスシンボルを用いる
場合には、再生搬送波およびクロックの、送信側との周
波数誤差を、１フレームに１度だけしか求めることがで
きないため、フレーム周期を長くすると、再生搬送波お
よびクロックを出力させる（同期再生させる）発振器と
して、発振周波数が安定しているものを用いる必要があ
った。

【００２１】そこで、再生搬送波の再生方法として、各
ＯＦＤＭシンボルの特定の周波数（複数の搬送波のうち
のいずれか１の搬送波）のみに着目して、この特定周波
数の復調出力を用いてコスタスループなどを構成し、そ
の演算結果を、発振器に帰還する方法がある。また、ク
ロックの再生方法としても同様に、各ＯＦＤＭシンボル
の、搬送波再生に用いられている周波数以外の特定の周
波数のみに着目して、この特定周波数の復調出力を用い
てコスタスループなどを構成し、その演算結果を、発振
器に帰還する方法がある。

【００２２】図１６の受信装置では、以上のような特定
周波数の復調出力を用いてコスタスループを構成するこ
とで、再生搬送波およびクロックを再生するようになさ
れている。即ち、バッファメモリ４３と４５より出力さ
れたＩデータとＱデータのうち、ある特定の周波数の搬
送波に割り当てられたものを用いて、搬送波再生回路１
６１で搬送波を再生するのに必要な制御信号（後述する
位相誤差）を生成し、その制御信号で、再生搬送波を出
力する局部発振器４７を制御するようになされている。
同様に、クロック再生回路１６２では、特定の周波数
（但し、再生搬送波を再生するために用いられるものを
除く）の搬送波に割り当てられたＩデータとＱデータか
ら、クロックを再生するのに必要な制御信号を生成し、
これにより、クロックを生成する局部発振器５０を制御
するようになされている。

【００２３】次に、その動作について説明する。受信ア
ンテナ３１で捕捉された電波は、チューナ３２において
中間周波数帯域の信号に変換され、乗算器３３と３８に
供給される。乗算器３３は、チューナ３２より入力され
た信号と、局部発振器４７が出力する再生搬送波信号を
９０゜移相器４８で、その移相を９０゜だけ移相した信
号と乗算する。これによりベースバンドのＩ信号成分が
得られる。同様にして、乗算器３８は、チューナ３２の
出力と局部発振器４７の出力とを乗算する。これにより
ベースバンドのＱ信号成分が得られる。

【００２４】乗算器３３の出力するＩ信号成分と、乗算
器３８が出力するＱ信号成分は、それぞれローパスフィ
ルタ３４と３９により不要な高調波成分が除去された
後、Ａ／Ｄ変換器３５と４０に入力され、Ａ／Ｄ変換さ
れる。

【００２５】Ａ／Ｄ変換変換器３５と４０によりＡ／Ｄ
変換されたＩ信号成分とＱ信号成分は、それぞれシリア
ル／パラレル変換器３６と４１に入力され、シリアルデ
ータから、１ＯＦＤＭシンボル単位のパラレルデータに
変換された後、離散フーリエ変換器３７に入力される。

【００２６】離散フーリエ変換器３７は、入力された１
ＯＦＤＭシンボルのＩ信号成分とＱ信号成分をＤＦＴ処
理する。そして、その結果得られた値（以下、適宜、Ｄ
ＦＴ係数という）の実数部であるＩデータと、虚数部で
あるＱデータは、それぞれパラレル／シリアル変換器４
２と４４によりパラレルデータからシリアルデータに変
換された後、バッファメモリ４３と４５に入力される。
そして、ここにおいて、ガードインタバルが除去された
後、再生Ｉデータと再生Ｑデータとして出力される。

【００２７】搬送波再生回路１６１は、再生Ｉデータと
再生Ｑデータから、それに対応する搬送波の位相誤差を
検出し、その位相誤差に対応する信号を局部発振器４７
に出力する。局部発振器４７は、搬送波再生回路１６１
より供給される信号に対応する位相と周波数の信号、す
なわち、送信側における搬送波（主搬送波）に同期した
搬送波（再生搬送波）を発生する。同様に、クロック再
生回路１６２は、再生Ｉデータと再生Ｑデータの位相誤
差に対応して局部発振器５０を制御し、局部発振器５０
が生成するクロックを送信側のクロックに同期させる。
このクロックは、例えばＡ／Ｄ変換器３５および４０な
どに供給され、サンプリングクロックなどとして用いら
れる。

【００２８】図１８は、再生搬送波の再生に用いられる
特定周波数の搬送波が、例えばＱＰＳＫ変調されている
場合の、従来の搬送波再生回路１６１の構成例を表して
いる。

【００２９】復調されたＩデータとＱデータは、それぞ
れ２乗回路６１と６２に入力されるとともに、乗算器６
３にも入力される。２乗回路６１と６２は、それぞれＩ
データとＱデータを２乗し、その出力を減算器６４に供
給する。減算器６４は、入力された２つの信号を減算
し、乗算器６５に出力する。また、乗算器６３は入力さ
れたＩデータとＱデータを乗算して、乗算器６５に出力
している。乗算器６５は、減算器６４の出力と乗算器６
３の出力を乗算する。従って、乗算器６５からは、Ｉ³
Ｑ−Ｑ³Ｉが出力されることになる。

【００３０】乗算器６５の出力は、図１９に示すよう
な、送信側の搬送波（Ｉ軸およびＱ軸）と、受信側の搬
送波との位相誤差φに対応する、図２０に示す特性の位
相誤差検出信号ε（φ）＝１／４ｓｉｎ（４φ）となっ
ている（位相誤差検出信号ε（φ）を、ｓｉｎ（４φ）
に比例した値とするのは、このようにすることで、所定
の位相誤差に対して、どの信号点を用いても、同様の位
相誤差検出信号が得られるからである）。この位相誤差
検出信号ε（φ）を、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）６６
に供給して、搬送波再生用の局部発振器４７の制御電圧
を生成し、この制御電圧を局部発振器４７に帰還して、
再生搬送波を再生している。

【００３１】同様に、クロック再生回路１６２（搬送波
再生回路１６１と同様に構成されている）によれば、搬
送波再生に用いた特定周波数とは別の周波数を用いてコ
スタスループ等が構成され、位相誤差が局部発振器５０
に帰還されることで、クロックが再生される。

【００３２】

【発明が解決しようとする課題】ところで、いま、送信
側と受信側との間の伝送路として、周波数選択性レイリ
ーフェージング伝送路を仮定すると（この仮定は、通
常、成立する）、アンテナ１９から出射されたＯＦＤＭ
変調信号には、伝送路の特性にしたがった周波数歪が生
じる。

【００３３】即ち、送信側においてアンテナ１９から出
射されたＯＦＤＭ変調信号の周波数スペクトラムが、例
えば図２１（ａ）に示すように矩形状のものであって
も、受信側においてアンテナ３１で受信されるＯＦＤＭ
変調信号は、周波数選択性レイリーフェージングによる
周波数歪を受け、図２１（ｂ）に示すように、電力が波
状に低下したものとなる。電力の低下した搬送波は、そ
うでないものと比較してＣ／Ｎ（搬送波対雑音比）が低
下しており、これにより、局部発振器４７（あるいは局
部発振器５０）に入力される位相誤差電圧のＳ／Ｎ（信
号対雑音比）も低下する。

【００３４】また、周波数選択性レイリーフェージング
により電力の低下する周波数帯域は不定であるため、即
ち、どの搬送波が周波数歪を受けるかを、事前に確定す
ることができないため、周波数歪による位相誤差電圧の
Ｓ／Ｎの劣化は、どの搬送波（周波数）にも生じる。

【００３５】従って、例えば、いま、図２１において、
実線で示した搬送波のうちのいずれかを用いて再生搬送
波またはクロックの再生を行う場合に、その搬送波のＣ
／Ｎが劣化しているときには、Ｓ／Ｎの劣化した位相誤
差電圧を用いることとなり、再生搬送波またはクロック
を精度良く再生することが困難となる課題があった。

【００３６】本発明は、このような状況に鑑みてなされ
たものであり、周波数選択性レイリーフェージングによ
る周波数歪が生じた状態であっても、復調に必要な、例
えば再生搬送波やクロックなどの基準信号を、精度良く
再生することができるようにするものである。

【００３７】

【課題を解決するための手段】請求項１に記載の受信装
置は、ＯＦＤＭ変調信号を、ベースバンドの信号である
ＯＦＤＭ信号に変換する変換手段と、ＯＦＤＭ信号を構
成する搬送波の位相と、その搬送波の１ＯＦＤＭシンボ
ル前の位相との位相差を算出する位相差算出手段と、位
相差算出手段により算出された搬送波の位相差に基づい
て、その搬送波の位相誤差を算出する位相誤差算出手段
と、ＯＦＤＭ信号を構成する搬送波のうちの複数につい
ての位相誤差に基づいて、復調に必要な基準信号を再生
する再生手段とを備えることを特徴とする。

【００３８】請求項７に記載の受信方法は、ＯＦＤＭ変
調信号を、ベースバンドの信号であるＯＦＤＭ信号に変
換し、ＯＦＤＭ信号を構成する搬送波の位相と、その搬
送波の１ＯＦＤＭシンボル前の位相との位相差を算出
し、搬送波の位相差に基づいて、その搬送波の位相誤差
を算出し、ＯＦＤＭ信号を構成する搬送波のうちの複数
についての位相誤差に基づいて、復調に必要な基準信号
を再生することを特徴とする。

【００３９】請求項１に記載の受信装置においては、変
換手段は、ＯＦＤＭ変調信号を、ベースバンドの信号で
あるＯＦＤＭ信号に変換し、位相差算出手段は、ＯＦＤ
Ｍ信号を構成する搬送波の位相と、その搬送波の１ＯＦ
ＤＭシンボル前の位相との位相差を算出するようになさ
れている。位相誤差算出手段は、位相差算出手段により
算出された搬送波の位相差に基づいて、その搬送波の位
相誤差を算出し、再生手段は、ＯＦＤＭ信号を構成する
搬送波のうちの複数についての位相誤差に基づいて、復
調に必要な基準信号を再生するようになされている。

【００４０】請求項７に記載の受信方法においては、Ｏ
ＦＤＭ変調信号を、ベースバンドの信号であるＯＦＤＭ
信号に変換し、ＯＦＤＭ信号を構成する搬送波の位相
と、その搬送波の１ＯＦＤＭシンボル前の位相との位相
差を算出するようになされている。そして、搬送波の位
相差に基づいて、その搬送波の位相誤差を算出し、ＯＦ
ＤＭ信号を構成する搬送波のうちの複数についての位相
誤差に基づいて、復調に必要な基準信号を再生するよう
になされている。

【００４１】

【発明の実施の形態】以下に、本発明の実施例を説明す
るが、その前に、特許請求の範囲に記載の発明の各手段
と以下の実施例との対応関係を明らかにするために、各
手段の後の括弧内に、対応する実施例（但し、一例）を
付加して、本発明の特徴を記述すると、次のようにな
る。

【００４２】即ち、請求項１に記載の受信装置は、ＯＦ
ＤＭ（Ortogonal Frequency Division Multiplexing）
方式による変調のなされたＯＦＤＭ変調信号を受信する
受信装置であって、ＯＦＤＭ変調信号を、ベースバンド
の信号であるＯＦＤＭ信号に変換する変換手段（例え
ば、図４に示す乗算器３３および３８など）と、ＯＦＤ
Ｍ信号を構成する搬送波の位相と、その搬送波の１ＯＦ
ＤＭシンボル前の位相との位相差を算出する位相差算出
手段（例えば、図４に示す遅延回路９１および９２、並
びに差動復号化回路９３など）と、位相差算出手段によ
り算出された搬送波の位相差に基づいて、その搬送波の
位相誤差を算出する位相誤差算出手段（例えば、図８に
示す２乗回路６１，６２、乗算器６３、減算器６４、お
よび乗算器６５、など）と、ＯＦＤＭ信号を構成する搬
送波のうちの複数についての位相誤差に基づいて、復調
に必要な基準信号を再生する再生手段（例えば、図８に
示すＡＬＵ（Arithmetic and Logic Unit）１０１、お
よび局部発振器４７や、図９に示すＤＭＵＸ（デマルチ
プレクサ）１１７，ＡＬＵ１１８，１１９、減算器１２
０、および局部発振器５０など）とを備えることを特徴
とする。

【００４３】請求項２に記載の受信装置は、ＯＦＤＭ信
号を、１ＯＦＤＭシンボル単位で離散フーリエ変換する
離散フーリエ変換手段（例えば、図４に示す離散フーリ
エ変換器３７など）をさらに備え、再生手段が、離散フ
ーリエ変換手段によるＯＦＤＭ信号の離散フーリエ変換
の結果得られるＯＦＤＭ信号を構成する搬送波のうちの
複数についての位相誤差の総和値を演算する総和値演算
手段（例えば、図８に示すＡＬＵ１０１など）と、位相
誤差の総和値に基づき、ＯＦＤＭ変調信号をＯＦＤＭ信
号に変換するための再生搬送波を、基準信号として再生
する再生搬送波再生手段（例えば、図８に示す局部発振
器４７など）とを有することを特徴とする。

【００４４】請求項３に記載の受信装置は、ＯＦＤＭ信
号を、１ＯＦＤＭシンボル単位で離散フーリエ変換する
離散フーリエ変換手段（例えば、図４に示す離散フーリ
エ変換器３７など）をさらに備え、再生手段が、離散フ
ーリエ変換手段によるＯＦＤＭ信号の離散フーリエ変換
の結果得られるＯＦＤＭ信号を構成する搬送波のうちの
複数についての位相誤差の中から、正または負の周波数
の搬送波の位相誤差を選択する選択手段（例えば、図９
に示すＤＭＵＸ１１７など）と、選択手段により選択さ
れた正または負の周波数の搬送波の位相誤差それぞれの
総和値を演算する総和値演算手段（例えば、図９に示す
ＡＬＵ１１８または１１９など）と、正の周波数の搬送
波の位相誤差と、負の周波数の搬送波の位相誤差との差
分値を演算する差分値演算手段（例えば、図９に示す減
算器１２０など）と、差分値に基づき、クロックを、基
準信号として再生するクロック再生手段（例えば、図９
に示す局部発振器５０など）とを有することを特徴とす
る。

【００４５】請求項４に記載の受信装置は、再生手段
が、正の周波数の搬送波の位相誤差と、負の周波数の搬
送波の位相誤差との加算値を演算する加算値演算手段
（例えば、図１０に示す加算器１２１など）と、加算値
に基づき、ＯＦＤＭ変調信号をＯＦＤＭ信号に変換する
ための再生搬送波を、基準信号として再生する再生搬送
波再生手段（例えば、図１０に示す局部発振器４７な
ど）とをさらに有することを特徴とする。

【００４６】なお、勿論この記載は、各手段を上記した
ものに限定することを意味するものではない。

【００４７】次に、本発明に適用される送信装置につい
て説明する。図１は、例えばＤＡＢの規格に準拠した送
信装置の構成例を示している。即ち、この送信装置で
は、各搬送波が差動ＱＰＳＫ変調されて送信されるよう
になされている。なお、図中、図１５における場合と対
応する部分については、同一の符号を付してあり、以下
では、その説明は、適宜省略する。

【００４８】遅延回路８１または８２は、そこに入力さ
れるＩまたはＱデータを、１ＯＦＤＭシンボル分だけそ
れぞれ遅延して、差動符号化回路８３に出力するように
なされている。差動符号化回路８３は、遅延回路８１ま
たは８２の出力を用いて、そこに入力されるＩまたはＱ
データを差動符号化するようになされている。

【００４９】以上のように構成される送信装置において
は、１シンボルを構成するＩデータ（同相入力信号）
と、Ｑデータ（直交入力信号）とが、差動符号化回路８
３に入力されるとともに、そのうちのＩまたはＱデータ
が、遅延回路８１または８２にそれぞれ入力される。な
お、この実施例では、搬送波が、上述したようにＱＰＳ
Ｋ変調（差動ＱＰＳＫ変調）されるので、１シンボルを
構成するＩまたはＱデータは、それぞれ１ビットで構成
され、従って、この２ビットで１シンボルを構成する。

【００５０】遅延回路８１または８２では、ＩまたはＱ
データが、１ＯＦＤＭシンボル分だけそれぞれ遅延さ
れ、差動符号化回路８３に供給される。即ち、ＯＦＤＭ
変調信号が、Ｎ本の搬送波から構成される場合（従っ
て、後段の逆離散フーリエ変換器２においてＮ点のＩＤ
ＦＴが行われる場合）、遅延回路８１または８２から差
動符号化回路８３へは、Ｎシンボル分だけそれぞれ遅延
されたＩまたはＱデータが供給される。

【００５１】差動符号化回路８３では、ＩおよびＱデー
タが、遅延回路８１および８２の出力を用いて差動符号
化（和分変換）され、その結果得られる差動ＩおよびＱ
データ（グレイ信号）が出力される。即ち、ＩおよびＱ
データの組であるシンボルを（Ｉ，Ｑ）と表し、例えば
図２に示すように、各シンボル（０，０），（０，
１），（１，０）、または（１，１）に対し、位相平面
上の点Ｊ０（１，１），Ｊ１（１，−１），Ｊ２（−
１，１）、またはＪ３（−１，−１）をそれぞれ信号点
（情報点）として割り当てたとする。

【００５２】この場合、１ＯＦＤＭシンボル前の信号点
がＪ０であったときに、その信号点Ｊ０から０，π／
２，π、または３π／２だけ時計回りに回転した位置に
ある信号点Ｊ０，Ｊ１，Ｊ３、またはＪ２が入力される
と、差動符号化回路８３は、（０，０），（０，１），
（１，１）、または（１，０）を、差動ＩおよびＱデー
タの組としてそれぞれ出力する。また、１ＯＦＤＭシン
ボル前の信号点がＪ１であったときに、その信号点Ｊ１
から０，π／２，π、または３π／２だけ時計回りに回
転した位置にある信号点Ｊ１，Ｊ３，Ｊ２、またはＪ０
が入力されると、差動符号化回路８３は、（０，０），
（０，１），（１，１）、または（１，０）を、差動Ｉ
およびＱデータの組としてそれぞれ出力する。

【００５３】同様に、差動符号化回路８３は、１ＯＦＤ
Ｍシンボル前の信号点がＪ３であった場合に、信号点Ｊ
３，Ｊ２，Ｊ０、またはＪ１が入力されたとき、および
１ＯＦＤＭシンボル前の信号点がＪ２であった場合に、
信号点Ｊ２，Ｊ０，Ｊ１、またはＪ３が入力されたと
き、いずれも（０，０），（０，１），（１，１）、ま
たは（１，０）を、差動ＩおよびＱデータの組としてそ
れぞれ出力する。

【００５４】従って、差動符号化回路８３では、言い換
えれば、いま入力されたシンボル（０，０），（０，
１），（１，１）、または（１，０）に対応して、１Ｏ
ＦＤＭシンボル前に得られた差動ＩおよびＱデータの位
相平面上における信号点が、０，π／２，π、または３
π／２だけ回転され、その回転後の信号点に対応するＩ
またはＱデータが、それぞれ差動ＩまたはＱデータとし
て出力されることになる。これにより、入力されたＩお
よびＱデータは、搬送波の現在の位相と、その搬送波の
１ＯＦＤＭシンボル前の位相との位相差に割り当てられ
ることになる。

【００５５】ここで、図３に、いま入力された信号点
（今回の情報点）および１ＯＦＤＭシンボル前の信号点
（前回の情報点）に対応して、差動符号化回路８３が出
力する値の真理値表（グレイコード全加算の真理値表）
を示す。

【００５６】差動ＩまたはＱデータは、それぞれシリア
ル／パラレル変換器１または３に入力され、１ＯＦＤＭ
シンボル単位（１ＯＦＤＭシンボルと同一の数のビッ
ト）のパラレルデータとされ、以下、前述したようにし
て、ＯＦＤＭ変調信号とされて、アンテナ１９から出射
される。

【００５７】次に、図４は、以上のようにして送信され
てくるＯＦＤＭ変調信号を受信する受信装置の構成例を
示している。なお、図中、図１６における場合と対応す
る部分については、同一の符号を付してあり、以下で
は、その説明は、適宜省略する。

【００５８】ＯＦＤＭ変調信号は、アンテナ３１で受信
され、以下、図１６における場合と同様に処理されるこ
とで、バッファメモリ４３または４５からは、差動Ｉま
たはＱデータがそれぞれ出力されるようになされてい
る。遅延回路９１または９２は、図１の遅延回路８１ま
たは８２とそれぞれ同様に、バッファメモリ４３または
４５が出力する差動ＩまたはＱデータを、１ＯＦＤＭシ
ンボル分だけ遅延して、差動復号化回路９３に出力する
ようになされている。差動復号化回路９３は、遅延回路
９１または９２の出力を用いて、そこに入力される差動
ＩまたはＱデータを差動復号化し、これにより、Ｉまた
はＱデータを出力するようになされている。

【００５９】搬送波再生回路４６は、差動復号化回路９
３より出力される１ＯＦＤＭシンボル分のＩデータとＱ
データをすべて用いて、再生搬送波を制御するための制
御信号を生成し、この制御信号に基づいて、局部発振器
４７を制御するようになされている。クロック再生回路
４９も、搬送波再生回路４６と同様に、差動復号化回路
９３からの１ＯＦＤＭシンボル分のＩデータとＱデータ
をすべて用いて、制御信号を生成し、これにより、局部
発振器５０を制御するようになされている。

【００６０】以上のように構成される受信装置では、バ
ッファメモリ４３または４５から出力された差動Ｉまた
はＱデータは、それぞれ遅延回路９１または９２に供給
される。さらに、この差動ＩおよびＱデータは、いずれ
も差動復号化回路９３にも供給される。遅延回路９１ま
たは９２では、差動ＩまたはＱデータが、１ＯＦＤＭシ
ンボル分だけ遅延され、差動復号化回路９３に出力され
る。

【００６１】差動復号化回路９３は、遅延回路９１また
は９２の出力を用いて、バッファメモリ４３または４５
それぞれから供給される差動ＩまたはＱデータを差動復
号化する。即ち、復調されたｋ番目のＯＦＤＭシンボル
＃ｋにおける第ｎ搬送波に割り当てられたシンボル（こ
こでは、差動ＩおよびＱデータで構成されるシンボル）
に対応する信号点の位相をθ_k,nとするとき、差動復号
化回路９３は、位相ψ_k _,nが次式で表される信号点に対
応するシンボルを出力する。

【００６２】ψ_k,n＝θ_k,n−θ_kー1,n＋π／４但し、ｋ＝１，２，・・・、ｎ＝０，１，・・・，Ｎ−
１で、Ｎは、１ＯＦＤＭシンボルを構成するシンボル
数、即ち、搬送波数を表す。

【００６３】従って、差動復号化回路９３は、言い換え
れば、遅延回路９１または９２それぞれからの１ＯＦＤ
Ｍシンボル前の差動ＩまたはＱデータの組で表される信
号点と、いまの差動ＩおよびＱデータの組で表される信
号点との、時計回り方向の位相差が、０，π／２，π、
または３π／２である場合、シンボル（０，０），
（０，１），（１，１）、または（１，０）を、それぞ
れ、ＩおよびＱデータの組として出力する。よって、差
動復号化回路９３は、ＯＦＤＭ信号を構成する搬送波の
位相と、その搬送波の１ＯＦＤＭシンボル前の位相との
位相差を算出し、その位相差に対応して、シンボルを出
力しているということができる。

【００６４】搬送波再生回路４６は、差動復号化回路９
３より出力される１ＯＦＤＭシンボル分のＩおよびＱデ
ータそれぞれに割り当てられた搬送波の位相誤差を、例
えばすべて求め、これを用いて、局部発振器４７の出力
する再生搬送波の周波数と位相を送信側のそれと同期さ
せる。同様に、クロック再生回路４９も、差動復号化回
路９３からの１ＯＦＤＭシンボル分のＩデータおよびＱ
データそれぞれに割り当てられた搬送波の位相誤差を、
例えばすべて用いて、局部発振器５０を制御する。

【００６５】以上のように、搬送波の位相誤差のすべて
を用いて、局部発振器４７および５０の制御が行われる
ので、周波数選択性レイリーフェージングにより、所定
の周波数帯域の搬送波の電力が低下しても、位相誤差電
圧のＳ／Ｎは、（１つの搬送波による場合に比較して）
それほど劣化しない。従って、周波数選択性レイリーフ
ェージングによって、いずれかの搬送波に周波数歪が生
じても、再生搬送波およびクロックを、精度良く再生す
ることができる。

【００６６】次に、搬送波再生回路４６およびクロック
再生回路４９の処理の原理について説明する。まず、局
部発振器４７が出力する再生搬送波が、送信側における
搬送波（図１の発振器１５が出力する搬送波）と一致し
ていない場合（但し、クロックについては、送信側と受
信側とで一致しているものとする）、差動復号化して得
られるシンボルに割り当てられた搬送波の位相誤差は、
その周波数に拘らず一定になる。即ち、ＯＦＤＭ信号を
構成する搬送波の総数を、例えば２０４８などとすると
き（従って、１ＯＦＤＭシンボルが、２０４８シンボル
で構成され、逆離散フーリエ変換器２または離散フーリ
エ変換器３７において、２０４８点のＩＤＦＴまたはＤ
ＦＴが行われるとき）、再生搬送波が、送信側と一致し
ていないことにより生じる第ｎ搬送波の位相誤差Ｅ
_C（ｎ）は、図５に示すように、偶関数になる。

【００６７】但し、図５（後述する図６および図７につ
いても同様）においては、２０４８点のうち、その中点
（いわば、１０２４．５に相当する点）を基準とし（０
とし）、ｎが０，１，・・・，２０４７ではなく、−１
０２４，１０２３，・・・，−１，１，２，・・・，１
０２３，１０２４の値をとるものとしてある。従って、
この場合、ｎ＝−１０２４，１０２３，・・・，−１に
対応する搬送波（ｎ＝０，１，・・・，２０４７の範囲
で考える場合には、ｎ＝０，１，・・・，１０２３に対
応する搬送波）は、負の周波数を有し、ｎ＝１，２，・
・・，１０２４に対応する搬送波（ｎ＝０，１，・・
・，２０４７の範囲で考える場合には、ｎ＝１０２４，
１０２５，・・・，２０４７に対応する搬送波）は、正
の周波数を有するものと考えることができる。

【００６８】また、局部発振器４９が出力するクロック
が、送信側におけるそれと一致していない場合（但し、
搬送波（主搬送波）については、送信側と受信側とで一
致しているものとする）、差動復号化して得られるシン
ボルに割り当てられた搬送波の位相誤差は、その周波数
に比例して増加する。即ち、ＯＦＤＭ信号を構成する搬
送波の総数を、上述の場合と同様に、例えば２０４８な
どとするとき、クロックが、送信側と一致していないこ
とによる第ｎ搬送波の位相誤差Ｅ_S（ｎ）は、図６に示
すように、奇関数になる。

【００６９】さらに、再生搬送波およびクロックの両方
が、送信側におけるそれと一致していない場合、第ｎ搬
送波の位相誤差Ｅ（ｎ）は、上述の位相誤差Ｅ_C（ｎ）
とＥ_S（ｎ）との線形和となる。即ち、ＯＦＤＭ信号を
構成する搬送波の総数を、上述の場合と同様に２０４８
などとするとき、位相誤差Ｅ_C（ｎ）は、図７に示すよ
うになる。

【００７０】上述したように、位相誤差Ｅ_C（ｎ）また
はＥ_S（ｎ）は、それぞれ偶関数または奇関数であるか
ら、位相誤差Ｅ（ｎ）とＥ（−ｎ）との和をとること
で、再生搬送波の不一致により生じる位相誤差に対応す
る値を得ることができるとともに、位相誤差Ｅ（ｎ）と
Ｅ（−ｎ）との差をとることで、クロックの不一致によ
り生じる位相誤差に対応する値を得ることができること
になる。

【００７１】搬送波再生回路４６またはクロック再生回
路４９では、このような原理に基づいて、搬送波の不一
致により生じる位相誤差、またはクロックの不一致によ
り生じる位相誤差を検出し、これを、局部発振器４７ま
たは５０に帰還することで、再生搬送波またはクロック
を、それぞれ再生するようになされている。

【００７２】即ち、図８は、搬送波再生回路４６の構成
例を示している。なお、図中、図１８の搬送波再生回路
１６１における場合と対応する部分については、同一の
符号を付してあり、以下では、その説明は、適宜省略す
る。即ち、この搬送波再生回路４６は、乗算器６５とＬ
ＰＦ６６との間に、ＡＬＵ１０１が新たに設けられてい
る他は、図１８の搬送波再生回路１６１と同様に構成さ
れている。

【００７３】ＡＬＵ１０１には、乗算器６５の出力が供
給されるようになされている。乗算器６５は、前述した
ように、搬送波の位相誤差に対応する位相誤差検出信号
を出力するようになされており、従って、ＡＬＵ１０１
には、ＯＦＤＭ信号を構成する各搬送波についての位相
誤差検出信号が供給されるようになされている。ＡＬＵ
１０１は、乗算器６５が出力する位相誤差検出信号の総
和値を計算（演算）し、ＬＰＦ６６に出力するようにな
されている。なお、ＡＬＵ１０１は、例えば１ＯＦＤＭ
シンボル単位でリセットされるようになされており、従
って、ＡＬＵ１０１からは、１ＯＦＤＭシンボルを構成
する各搬送波についての位相誤差検出信号の総和値が出
力されるようになされている。

【００７４】以上のように構成される搬送波再生回路４
６では、ＡＬＵ１０１において、乗算器６５が出力する
位相誤差検出信号の総和値が、１ＯＦＤＭシンボル単位
で計算される。この総和値は、ＬＰＦ６６を介すること
で、雑音成分が除去され、局部発振器４７に帰還され
る。

【００７５】１ＯＦＤＭシンボルを構成するすべての搬
送波についての位相誤差検出信号の総和値は、上述した
ように、搬送波の不一致のみにより生じる位相誤差に対
応した値となるから、これを、局部発振器４７に帰還す
ることで、送信側と一致した再生搬送波の再生を行うこ
とができる。

【００７６】次に、図９は、クロック再生回路４９の構
成例を示している。２乗回路１１１，１１２、乗算器１
１３、減算器１１４、乗算器１１５、またはＬＰＦ１１
６は、図１８の２乗回路６１，６２、乗算器６３、減算
器６４、乗算器６５、またはＬＰＦ６６とそれぞれ同様
に構成されている。従って、乗算器１１５からは、乗算
器６５における場合と同様に、搬送波の位相誤差に対応
する位相誤差検出信号が出力されるようになされてい
る。

【００７７】ＤＭＵＸ１１７は、乗算器６５が出力する
位相誤差検出信号のうち、正の周波数の搬送波の位相誤
差検出信号（図５乃至図７で説明した、搬送波の周波数
に相当するｎが正の搬送波の位相誤差検出信号）と、負
の周波数の搬送波の位相誤差検出信号（図５乃至図７で
説明した、搬送波の周波数に相当するｎが負の搬送波の
位相誤差検出信号）とを選択し、正の周波数の搬送波の
位相誤差検出信号はＡＬＵ１１８に、負の周波数の位相
誤差検出信号はＡＬＵ１１９にそれぞれ出力するように
なされている。

【００７８】ＡＬＵ１１８は、ＤＭＵＸ１１７から供給
される位相誤差検出信号の総和値を計算（演算）し、減
算器１２０に出力するようになされている。なお、ＡＬ
Ｕ１１８は、例えば１ＯＦＤＭシンボル単位でリセット
されるようになされており、従って、ＡＬＵ１１８から
は、１ＯＦＤＭシンボルを構成する正の搬送波すべてに
ついての位相誤差検出信号の総和値が出力されるように
なされている。

【００７９】ＡＬＵ１１９も、ＡＬＵ１１８と同様に、
ＤＭＵＸ１１７から供給される位相誤差検出信号の総和
値を計算（演算）し、減算器１２０に出力するようにな
されており、従って、ＡＬＵ１１９からは、１ＯＦＤＭ
シンボルを構成する負の搬送波すべてについての位相誤
差検出信号の総和値が出力されるようになされている。

【００８０】減算器１２０は、ＡＬＵ１１８の出力と、
ＡＬＵ１１９の出力との差分値を求めるようになされて
いる。従って、減算器１２０からは、１ＯＦＤＭシンボ
ルを構成する正の搬送波すべてについての位相誤差検出
信号の総和値と、その１ＯＦＤＭシンボルを構成する負
の搬送波すべてについての位相誤差検出信号の総和値と
の差分値が出力されるようになされている。

【００８１】以上のように構成されるクロック再生回路
４９では、ＤＭＵＸ１１７において、乗算器６５が出力
する位相誤差検出信号のうち、正の周波数の搬送波の位
相誤差検出信号、または負の周波数の搬送波の位相誤差
検出信号が選択され、ＡＬＵ１１８または１１９にそれ
ぞれ出力される。ＡＬＵ１１８または１１９において
は、ＤＭＵＸ１１７が出力する正の周波数の搬送波の位
相誤差検出信号、または負の周波数の搬送波の位相誤差
検出信号それぞれの総和値が、１ＯＦＤＭシンボル単位
で計算され、減算器１２０に出力される。減算器１２０
では、ＡＬＵ１１８からの正の搬送波についての位相誤
差検出信号の総和値と、ＡＬＵ１１９からの負の搬送波
についての位相誤差検出信号の総和値との差分値が計算
される。この差分値は、ＬＰＦ１１６を介することで、
雑音成分が除去され、局部発振器５０に帰還される。

【００８２】１ＯＦＤＭシンボルを構成する正の周波数
の搬送波すべてについての位相誤差検出信号の総和値
と、その１ＯＦＤＭシンボルを構成する負の周波数の搬
送波すべてについての位相誤差検出信号の総和値との差
分値は、上述したように、クロックの不一致のみにより
生じる位相誤差に対応した値となるから、これを、局部
発振器５０に帰還することで、送信側と一致したクロッ
クの再生を行うことができる。

【００８３】次に、図８に示した搬送波再生回路４６に
おける２乗回路６１，６２、乗算器６３、減算器６４、
または乗算器６５と、図９に示したクロック再生回路４
９における２乗回路１１１，１１２、乗算器１１３、減
算器１１４、または乗算器１１５とは、それぞれ同様に
構成される。従って、搬送波再生回路４６とクロック再
生回路４９とは、この部分を共通にして一体に構成する
ことができる。

【００８４】そこで、図１０は、搬送波再生回路４６と
クロック再生回路４９とを一体にしたクロック／搬送波
再生回路の構成例を示している。なお、図中、図９にお
けるクロック再生回路４９と対応する部分については、
同一の符号を付してある。即ち、このクロック／搬送波
再生回路は、加算器１２１およびＬＰＦ１２２が新たに
設けられている他は、図９のクロック再生回路４９と同
様に構成されている。

【００８５】加算器１２１には、ＡＬＵ１１８の出力お
よびＡＬＵ１１９の出力が供給されるようになされてい
る。そして、加算器１２１は、ＡＬＵ１１８の出力とＡ
ＬＵ１１９の出力とを加算し、ＬＰＦ１２２に出力する
ようになされている。ＬＰＦ１１２は、図８のＬＰＦ６
６と同様に構成されており、加算器１２１の出力をフィ
ルタリングして、局部発振器４７に帰還するようになさ
れている。

【００８６】以上のように構成されるクロック／搬送波
再生回路では、図９で説明したようにして、クロックの
不一致のみにより生じる位相誤差に対応した値が、局部
発振器５０に帰還される。

【００８７】一方、加算器１２１では、ＡＬＵ１１８か
らの正の搬送波についての位相誤差検出信号の総和値
と、ＡＬＵ１１９からの負の搬送波についての位相誤差
検出信号の総和値とが加算されることで、１ＯＦＤＭシ
ンボルを構成する各搬送波についての位相誤差検出信号
の総和値が求められ、ＬＰＦ１２２を介して、局部発振
器４７に帰還される。

【００８８】従って、搬送波再生回路４６およびクロッ
ク再生回路４９に代えて、このクロック／搬送波再生回
路を用いても、送信側と一致したクロックおよび再生搬
送波を再生することができる。さらに、この場合、受信
装置を小型かつ安価に構成することができる。

【００８９】ところで、図５乃至図７で説明した原理
は、図１に示した送信装置における場合のように、送信
側でシンボルを差動符号化した場合だけでなく、シンボ
ルを差動符号化しない場合であっても成立する。即ち、
図５乃至図７で説明した原理は、送信側における処理に
関係なく、受信側において、シンボルを差動復号化しさ
えすれば成立する。

【００９０】そこで、図１１は、シンボルを差動符号化
せずにＯＦＤＭ変調信号として送信する送信装置（例え
ば、前述した図１５に示す送信装置など）からの信号を
受信する受信装置の構成例を示している。なお、図中、
図１６における場合と対応する部分については、同一の
符号を付してあり、以下では、その説明は、適宜省略す
る。

【００９１】この受信装置は、搬送波再生回路１６１ま
たはクロック再生回路１６２に代えて、搬送波再生回路
１３１またはクロック再生回路１３２がそれぞれ設けら
れている他は、図１６の受信装置と同様に構成されてい
る。

【００９２】図１２は、搬送波再生回路１３１の構成例
を示している。なお、図中、図８における搬送波再生回
路４６と対応する部分については、同一の符号を付して
ある。即ち、搬送波再生回路１３１は、遅延回路１４１
および１４２、並びに差動復号化回路１４３が新たに設
けられている他は、図８の搬送波再生回路４６と同様に
構成されている。

【００９３】遅延回路１４１，１４２、または差動復号
化回路１４３は、図４における遅延回路９１，９２、ま
たは差動復号化回路９３とそれぞれ同様に構成されてい
る。

【００９４】従って、搬送波再生回路１３１では、差動
復号化回路１４３において、ＩおよびＱデータが差動復
号化され、これにより、差動復号化されたＩデータが、
２乗回路６１および乗算器６３に供給されるとともに、
差動復号化されたＱデータが、２乗回路６２および乗算
器６３に供給される。

【００９５】以下、図８で説明した場合と同様にして、
１ＯＦＤＭシンボルを構成するすべての搬送波について
の位相誤差検出信号の総和値が、局部発振器４７に帰還
され、これにより、送信側と一致した再生搬送波の再生
が行われる。

【００９６】次に、図１３は、クロック再生回路１３２
の構成例を示している。なお、図中、図９における場合
と対応する部分については、同一の符号を付してある。
即ち、クロック再生回路１３２は、遅延回路１５１およ
び１５２、並びに差動復号化回路１５３が新たに設けら
れている他は、図９のクロック再生回路４９と同様に構
成されている。

【００９７】遅延回路１５１，１５２、または差動復号
化回路１５３は、図４における遅延回路９１，９２、ま
たは差動復号化回路９３とそれぞれ同様に構成されてい
る。

【００９８】従って、クロック再生回路１３２では、差
動復号化回路１５３において、ＩおよびＱデータが差動
復号化され、これにより、差動復号化されたＩデータ
が、２乗回路１１１および乗算器１１３に供給されると
ともに、差動復号化されたＱデータが、２乗回路１１２
および乗算器１１３に供給される。

【００９９】以下、図９で説明した場合と同様にして、
１ＯＦＤＭシンボルを構成する正の周波数の搬送波すべ
てについての位相誤差検出信号の総和値と、その１ＯＦ
ＤＭシンボルを構成する負の周波数の搬送波すべてにつ
いての位相誤差検出信号の総和値との差分値が、局部発
振器５０に帰還され、これにより、送信側と一致したク
ロックの再生が行われる。

【０１００】次に、図１２に示した搬送波再生回路１３
１における２乗回路６１，６２、乗算器６３、減算器６
４、乗算器６５、遅延回路１４１，１４２、または差動
復号化回路１４３と、図１３に示したクロック再生回路
１３２における２乗回路１１１，１１２、乗算器１１
３、減算器１１４、乗算器１１５、遅延回路１５１，１
５２、または差動復号化回路１５３とは、それぞれ同様
に構成される。従って、搬送波再生回路１３１とクロッ
ク再生回路１３２とは、図１０における場合と同様に、
この部分を共通にして一体に構成することができる。

【０１０１】そこで、図１４は、搬送波再生回路１３１
とクロック再生回路１３２とを一体にしたクロック／搬
送波再生回路の構成例を示している。なお、図中、図１
０における場合と対応する部分については、同一の符号
を付してある。即ち、このクロック／搬送波再生回路
は、遅延回路１５１，１５２、および差動復号化回路１
５３が新たに設けられている他は、図１０のクロック／
搬送波再生回路と同様に構成されている。

【０１０２】従って、このクロック／搬送波再生回路で
は、差動復号化回路１５３において、ＩおよびＱデータ
が差動復号化され、これにより、差動復号化されたＩデ
ータが、２乗回路１１１および乗算器１１３に供給され
るとともに、差動復号化されたＱデータが、２乗回路１
１２および乗算器１１３に供給される。

【０１０３】以下、図１０における場合と同様にして、
局部発振器４７および５０が制御される。

【０１０４】従って、搬送波再生回路１３１およびクロ
ック再生回路１３２に代えて、図１４のクロック／搬送
波再生回路を用いても、送信側と一致したクロックおよ
び再生搬送波を再生することができる。さらに、この場
合、受信装置を小型かつ安価に構成することができる。

【０１０５】なお、本実施例においては、１ＯＦＤＭシ
ンボルを構成する搬送波すべてについての位相誤差を用
いて、再生搬送波またはクロックの不一致により生じる
位相誤差に対応する値を得るようにしたが、再生搬送波
またはクロックの不一致により生じる位相誤差に対応す
る値は、１ＯＦＤＭシンボルを構成する搬送波のすべて
ではなく、そのうちの複数についての位相誤差を用いて
得るようにすることも可能である。但し、この場合、複
数の搬送波としては、絶対値が等しい正の周波数のもの
と負の周波数のものとを組にして用いる必要がある（位
相誤差Ｅ（ｎ）を用いるときは、Ｅ（−ｎ）も用いる必
要がある）。

【０１０６】

【発明の効果】以上の如く、請求項１に記載の受信装置
および請求項７に記載の受信方法によれば、ＯＦＤＭ変
調信号が、ベースバンドの信号であるＯＦＤＭ信号に変
換され、ＯＦＤＭ信号を構成する搬送波の位相と、その
搬送波の１ＯＦＤＭシンボル前の位相との位相差が算出
される。そして、その搬送波の位相差に基づいて、その
搬送波の位相誤差が算出され、ＯＦＤＭ信号を構成する
搬送波のうちの複数についての位相誤差に基づいて、復
調に必要な基準信号が再生される。従って、周波数選択
性レイリーフェージングに起因する位相誤差のＳ／Ｎの
劣化を低減することができるので、例えば再生搬送波や
クロックなどの基準信号を、精度良く再生することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】ＤＡＢの規格に準拠した送信装置の構成例を示
すブロック図である。

【図２】差動符号化を説明するための図である。

【図３】差動符号化を説明するための真理値表を示す図
である。

【図４】本発明を適用した受信装置の第１実施例の構成
を示すブロック図である。

【図５】局部発振器４７が出力する再生搬送波の周波数
が送信側と一致していないことに起因して、各周波数の
搬送波に生じる位相誤差を示す図である。

【図６】局部発振器５０が出力するクロックの周波数が
送信側と一致していないことに起因して、各周波数の搬
送波に生じる位相誤差を示す図である。

【図７】局部発振器４７が出力する再生搬送波の周波数
が送信側と一致していないこと、および局部発振器５０
が出力するクロックの周波数が送信側と一致していない
ことの両方に起因して、各周波数の搬送波に生じる位相
誤差を示す図である。

【図８】図４の搬送波再生回路４６の構成例を示すブロ
ック図である。

【図９】図４のクロック再生回路４９の構成例を示すブ
ロック図である。

【図１０】図８の搬送波再生回路４６と図９のクロック
再生回路４９とを一体にしたクロック／搬送波再生回路
の構成例を示すブロック図である。

【図１１】本発明を適用した受信装置の第２実施例の構
成を示すブロック図である。

【図１２】図１１の搬送波再生回路１３１の構成例を示
すブロック図である。

【図１３】図１１のクロック再生回路１３２の構成例を
示すブロック図である。

【図１４】図１２の搬送波再生回路１３１と図１３のク
ロック再生回路１３２とを一体にしたクロック／搬送波
再生回路の構成例を示すブロック図である。

【図１５】従来の送信装置の一例の構成を示すブロック
図である。

【図１６】従来の受信装置の一例の構成を示すブロック
図である。

【図１７】ＤＡＢで採用されているフレームのフォーマ
ットを示す図である。

【図１８】図１６の搬送波再生回路１６１の構成例を示
すブロック図である。

【図１９】図１８の搬送波再生回路１６１で検出される
位相誤差を説明するための図である。

【図２０】図１８の演算器６５から出力される位相誤差
検出信号を示す波形図である。

【図２１】周波数選択性レイリーフェージングを説明す
るための図である。

【符号の説明】

３１アンテナ３２チューナ３３乗算器３７離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）３８乗算器４６搬送波再生回路４７局部発振器４８９０度移相器（９０°移相器）４９クロック再生回路５０局部発振器６１，６２２乗回路６３乗算器６４減算器６５乗算器９１，９２遅延回路９３差動復号化回路１０１ＡＬＵ（算術論理演算回路）１１１，１１２２乗回路１１３乗算器１１４減算器１１５乗算器１１７ＤＭＵＸ（デマルチプレクサ）１１８，１１９ＡＬＵ１２０減算器１２１加算器１３１搬送波再生回路１３２クロック再生回路１４１，１４２遅延回路１４３差動復号化回路１５１，１５２遅延回路１５３差動復号化回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ＯＦＤＭ（Ortogonal Frequency Divisi
on Multiplexing）方式による変調のなされたＯＦＤＭ
変調信号を受信する受信装置であって、前記ＯＦＤＭ変調信号を、ベースバンドの信号であるＯ
ＦＤＭ信号に変換する変換手段と、前記ＯＦＤＭ信号を構成する搬送波の位相と、その搬送
波の１ＯＦＤＭシンボル前の位相との位相差を算出する
位相差算出手段と、前記位相差算出手段により算出された前記搬送波の位相
差に基づいて、その搬送波の位相誤差を算出する位相誤
差算出手段と、前記ＯＦＤＭ信号を構成する搬送波のうちの複数につい
ての前記位相誤差に基づいて、復調に必要な基準信号を
再生する再生手段とを備えることを特徴とする受信装
置。
【請求項２】前記ＯＦＤＭ信号を、１ＯＦＤＭシンボ
ル単位で離散フーリエ変換する離散フーリエ変換手段を
さらに備え、前記再生手段は、前記離散フーリエ変換手段による前記ＯＦＤＭ信号の離
散フーリエ変換の結果得られる前記ＯＦＤＭ信号を構成
する前記搬送波のうちの複数についての前記位相誤差の
総和値を演算する総和値演算手段と、前記位相誤差の総和値に基づき、前記ＯＦＤＭ変調信号
を前記ＯＦＤＭ信号に変換するための再生搬送波を、前
記基準信号として再生する再生搬送波再生手段とを有す
ることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】前記ＯＦＤＭ信号を、１ＯＦＤＭシンボ
ル単位で離散フーリエ変換する離散フーリエ変換手段を
さらに備え、前記再生手段は、前記離散フーリエ変換手段による前記ＯＦＤＭ信号の離
散フーリエ変換の結果得られる前記ＯＦＤＭ信号を構成
する前記搬送波のうちの複数についての前記位相誤差の
中から、正または負の周波数の前記搬送波の位相誤差を
選択する選択手段と、前記選択手段により選択された正または負の周波数の前
記搬送波の位相誤差それぞれの総和値を演算する総和値
演算手段と、前記正の周波数の前記搬送波の位相誤差と、前記負の周
波数の前記搬送波の位相誤差との差分値を演算する差分
値演算手段と、前記差分値に基づき、クロックを、前記基準信号として
再生するクロック再生手段とを有することを特徴とする
請求項１に記載の受信装置。
【請求項４】前記再生手段は、前記正の周波数の前記搬送波の位相誤差と、前記負の周
波数の前記搬送波の位相誤差との加算値を演算する加算
値演算手段と、前記加算値に基づき、前記ＯＦＤＭ変調信号を前記ＯＦ
ＤＭ信号に変換するための再生搬送波を、前記基準信号
として再生する再生搬送波再生手段とをさらに有するこ
とを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
【請求項５】前記ＯＦＤＭ信号は、情報系列を、その
位相差に割り当てた搬送波の集合でなることを特徴とす
る請求項１に記載の受信装置。
【請求項６】前記ＯＦＤＭ信号は、情報系列を、その
位相または振幅に割り当てた搬送波の集合でなることを
特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項７】ＯＦＤＭ（Ortogonal Frequency Divisi
on Multiplexing）方式による変調のなされたＯＦＤＭ
変調信号を受信する受信方法であって、前記ＯＦＤＭ変調信号を、ベースバンドの信号であるＯ
ＦＤＭ信号に変換し、前記ＯＦＤＭ信号を構成する搬送波の位相と、その搬送
波の１ＯＦＤＭシンボル前の位相との位相差を算出し、前記搬送波の位相差に基づいて、その搬送波の位相誤差
を算出し、前記ＯＦＤＭ信号を構成する搬送波のうちの複数につい
ての前記位相誤差に基づいて、復調に必要な基準信号を
再生することを特徴とする受信方法。