JPH0549949B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はプロセス量に対応する変位量等に応じ
てインピーダンスの少なくとも一方が変化するイ
ンピーダンス素子を用いて、上記変位量等に応じ
た電気的な出力信号を得るインピーダンス変化検
出器に関するものである。

プロセス量に対応する変位等を電気的な出力信
号として得る方式としては、変位を一対の静電容
量の変化として検出するキヤパシタンス方式、リ
アクタンス変化として検出するリアクタンス方
式、ストレインゲージ等の抵抗変化として検出す
るレジスタンス方式等様々の方式がある。第１図
は従来より数多く用いられているキヤパシタンス
方式のインピーダンス変化検出器の一例を示す概
略構成図である。１は固定電極１１，１３及びそ
れらに挾まれた移動電極１２を具備するセンサ
で、外部からの圧力等により電極１２が移動し、
電極１１−１２及び１２−１３間のつくる第１及
び第２のインピーダンス素子の容量値C₁，C₂が
差動的に変化するように構成されている。このセ
ンサ１における第１及び第２のインピーダンス素
子の容量値C₁，C₂の変化は出力検出部５により
電気的に取出される。２は後で述べる制御部６に
より振幅が制御された交流信号を発生する発振器
であり、この発振器２から交流信号はトランス３
の１次側コイル３ａに供給される。トランス３の
２次側コイル３ｂ及び３ｃの巻数は等しく、その
夫々の一方の端子３１及び３２はセンサ１の電極
１１及び１３に接続され、その夫々の他方の端子
３３及び３４には夫々整流素子４０１，４０２及
び４０３，４０４の一方の端子が接続されてい
る。

整流素子４０１の負極側と整流素子４０２の正
極側とが２次側コイル３ｂの端子３３に接続さ
れ、整流素子４０３の負極側と整流素子４０４の
正極側とが２次側コイル３ｃの端子３４に接続さ
れている。整流素子４０１の正極側と整流素子４
０４の負極側とは抵抗４１及びコンデンサ４２と
の並列回路を介して電極１２に接続されている。
また整流素子４０２の負極側は抵抗４３とコンデ
ンサ４４との並列回路を介して電極１２に接続さ
れ、整流素子４０３の正極側は抵抗４５とコンデ
ンサ４６との並列回路を介して電極１２に接続さ
れている。また出力検出部５は抵抗４１及びコン
デンサ４２の並列回路の両端電圧、即ち第１図の
接続点４９と電極１２との間の電圧を検出してい
る。制御部６は抵抗４３及び整流素子４０２の接
続点４７と抵抗４５及び整流素子４０３との接続
点４８との間の電圧を検出し、この接続点４７−
４８間の電圧が一定となるように発振器２を制御
している。

次にこのような従来構成のインピーダンス変化
検出器の作用について説明する。トランス３の２
次側コイル３ｂ，３ｃには等しい大きさの交流信
号が発生するが、第１及び第２のインピーダンス
素子の静電容量C₁及びC₂の差により整流素子４
０１，４０２及び整流素子４０３，４０４を流れ
る電流i₁，i₂及びi₃，i₄が変化する。整流素子４０
１〜４０４はセンサ１の電極に与えられる交流信
号を整流し、この整流された電流i₁〜i₄は第１図
の矢印で示す如く流れる。従つて抵抗４１及びコ
ンデンサ４２の並列回路の両端には、電流i₁とi₄
との差値に対応した電圧が生じる。また抵抗４３
及びコンデンサ４４の並列回路と抵抗４５及びコ
ンデンサ４６の並列回路とが直列に接続された回
路の両端には、電流i₁とi₄との和値に対応した電
圧が発生する。

ここで抵抗４１，４３，４５及びコンデンサ４
２，４４，４６の値を等しくしておけばi₁＝−i₂，
i₃＝−i₄なる関係が成り立ち、出力検出部５から
はC₁−C₂／C₁＋C₂に比例した値の信号を得ることができ る。

ここで電極１１−１２，１２−１３間の第１及
び第２のインピーダンス素子の静電容量C₁及び
C₂は一般に数100pF位にあり、外部からの変位に
より変化する静電容量C₁，C₂の変位量は数10pF
位である。従つて、この方式においては、使用す
る抵抗、コンデンサ及びダイオード等は、温度に
よつて特性が変化しないものが望ましい。抵抗お
よびコンデンサは高品質の部品を用いることによ
り、温度変化に対して特性変化の小さなものを選
定することができる。しかしながら半導体部品で
ある整流素子４０１〜４０４は各素子によつて特
有の温度特性を有し、例えばキヤリアの蓄積効
果、電極間静電容量、内部抵抗等は各素子毎に独
特な特性を有している。従つて従来から上記４つ
の整流素子４０１〜４０４を用いるに当つては、
整流素子４０２，４０３の整流特性と整流素子４
０１，４０４の各整流特性とが同一になる様に選
定し、各整流素子４０１〜４０４の特性が温度に
より変化しても検出精度が落ちないようにする必
要がある。このように特性の似た整流素子を選定
するという作業は工程管理の面からも、又品質管
理の面からも好ましいものではなく、生産の合理
化の大きな阻害要因となつている。

また第２図は従来より用いられている差動キヤ
パシタンス方式のインピーダンス検出器の他の例
を示す概略構成図であり、第１図と同一要素には
同一符号を付して詳しい説明は省略するが、この
方式ではトランス３の２次巻線３ｂの一方の端子
３３は電極１２に接続され、電極１１，１３が整
流平滑回路を介して２次巻線３ｂの他方の端子３
４に接続されている。即ち、整流素子４０１，４
０４の負極側が夫々電極１１，１３に接続され正
極側は夫々２次巻線３ｂの他端３４に接続され
る。また他の整流素子４０２，４０３の正極側が
電極１１１３に接続され、負極側は抵抗４３及び
コンデンサ４４、抵抗４５及びコンデンサ４６の
並列回路を夫々介して抵抗４１及びコンデンサ４
２の並列回路の一端に接続され、この抵抗４１及
びコンデンサ４２の並列回路の他端は端子３４に
接続されている。

このようにこの方式では整流素子４０２，４０
３が同極性方向に接続されているため、整流素子
４０２及び４０３を流れる電流i₁′とi₂′との差値
に応じた電圧が整流素子４０２及び抵抗４３の接
続点４７と、整流素子４０３及び抵抗４５の接続
点４８との間に生じ、また電流i₁′とi₂′との和値
に応じた電圧が抵抗４３及び４５の接続点４９と
端子３４との間に生じる。接続点４９と端子３４
との間の和値に応じた電圧が一定になるように制
御部６が発振器２を制御し、接続点４７，４８間
に生じる電流i₁′とi₂′との差値に応じた電圧によ
りC₁−C₂／C₁＋C₂の値を検出することができる。

しかしながら第２図に示す如くの従来方式にお
いても、整流素子の特性が温度により変化するた
めに出力に誤差が生じる欠点がある。

即ち、第１図及び第２図に示す従来方式では、
接続点４９と電極１２との間に第１及び第２のイ
ンピーダンス素子を含む所謂ブリツジ回路が組ま
れている。従つて接続点４７−４８間の電圧によ
り、第１及び第２のインピーダンス素子の微妙な
インピーダンス変化を検出することが可能である
が、それと同時に整流素子の温度による微妙な特
性の変化も接続点４７−４８間の電圧に大きな影
響を与えることになる。またこれら従来方式で
は、発振器２より発生される交流信号の振幅を制
御部６で制御する必要があり、そのため回路構成
が複雑になるという欠点があつた。

本願発明はこれら従来技術の欠点を除去するこ
とを目的としており、新規な構成により、極めて
簡単な回路構成でかつ温度による影響を受けない
インピーダンス変化検出器を実現するものであ
る。そして発振器から発生する交流信号の振幅は
常に一定とされ、第１及び第２のインピーダンス
素子の直列接続回路に上記交流信号が供給され、
上記第１及び第２のインピーダンス素子に於ける
上記交流信号による電圧降下を同一の検出部によ
り時分割的に交互に測定し、上記各インピーダン
ス素子における電圧降下の差値に基いてインピー
ダンス素子のインピーダンス差を検出しようとす
るものである。以下本願発明を図面に基いて説明
する。

第３図及び第４図は、本願発明の原理構成及び
その動作説明に供する図である。即ち、本願発明
では、検出回路７はまず第１の期間に第３図ａに
示す如く第１のインピーダンス素子（インピーダ
ンス値Z₁）における電圧降下を測定し、次の第２
の期間に第３図ｂに示す如く第２のインピーダン
ス素子（インピーダンス値Z₂）における電圧降下
を測定する。第１及び第２のインピーダンス素子
の直列回路は第１の期間と第２の期間で発振器
２′に対して交互に逆方向に接続され、例えば第
１の期間には発振器２′より交流信号が図ａに示
す如く第２のインピーダンス素子に供給されて第
１のインピーダンス素子を介して接地され、また
第２の期間には発振器２′より交流信号が図ｂに
示す如く第１のインピーダンス素子に供給され、
第２のインピーダンス素子を介して接地される。
第１の期間及び第２の期間は上記交流信号の周期
よりも大きい周期に選定され、第１及び第２の期
間が周期的に交互に発生する。従つて第１のイン
ピーダンス素子と第２のインピーダンス素子の接
続点１２′には交流信号電圧をｅとすると第１の
期間及び第２の期間に夫々次の様な接地側のイン
ピーダンス素子での電圧降下に対応する電圧e₁，
e₂が発生する。

e₁＝Z₁／Z₁＋Z₂・ｅ……(1) e₂＝Z₂／Z₁＋Z₂・ｅ…
… (2) これら接続点１２′に発生した交流波形は、整
流素子７０１，７０２及び抵抗７１、コンデンサ
７２を含む検出部７において検波され、この検出
部７より第３図ｃに示す如く第１の期間T₁にe₁、
第２の期間T₂にe₂なる電圧の信号を得ることが
できる。従つて電圧e₁とe₂の差電圧e_d＝e₁−e₂は
Z₁−Z₂／Z₁＋Z₂なるインピーダンス素子のインピーダン ス差に対応した値となり、差動キヤパシタンス方
式に本発明を実施した場合には、各インピーダン
ス素子の容量C₁，C₂に対してC₁−C₂／C₁＋C₂に比例した 値の信号を得ることができる。また第１及び第２
の期間に発生する接続点１２′の交流波形は夫々
同一の検出部７により検波される。従つて整流素
子７０１，７０２の特性が温度によつて変化し、
例えば障壁電圧が変化しても、検出部７より得ら
れる電圧波形は第３図ｄの如くに、第１及び第２
の期間T₁及びT₂に夫々同電位だけシフトした電
圧として表われ、その差の電圧edはデイテクタ
部の整流素子の特性が変化しても一定である。ま
た(1)，(2)式よりわかるように、発振器から発生す
る交流信号ｅの振幅を一定に保つておくだけでイ
ンピーダンス素子のインピーダンス差に対応した
電圧を得ることができ、従来技術の如くに発振器
から発生する交流信号の振幅を制御する必要はな
い。

第４図は差動インピーダンス方式のインピーダン
ス変化検出器に本願発明を実施した場合の原理構
成及びその動作説明に供する図であるが、第３図
と同一要素には同一符号を付して説明は省略す
る。発振器２′より一定振幅の交流信号はスイツ
チ回路８１又は８２を介して電極１１又は１３に
交互に与えられる。従つて例えば第１の期間には
スイツチ回路８１を介して交流信号が電極１１に
与えられると共に電極１３はスイツチ回路８２を
介して接地され、第２の期間にはスイツチ回路８
２を介して交流信号が電極１３に与えられると共
に、電極１１はスイツチ回路８１を介して接地さ
れる。スイツチ手段８１，８２には夫々第４図ｂ
に示す如くの、第１の期間及び第２の期間に夫々
スイツチ手段８１，８２をオンとする信号Ａ，Ｂ
が与えられる。この結果第１の期間T₁には交流
信号は第４図ｃの波形ａに示す如く、スイツチ手
段８１を介して電極１１に与えられて、電極１３
はスイツチ手段８２を介して接地される。また第
２の期間T₂には交流信号は第４図ｃの波形ｂに
示す如く、スイツチ手段８２を介して電極１３に
与えられ、電極１１はスイツチ手段８１を介して
接地される。このように発振器２′より振幅一定
の交流信号を発生させ、この交流信号を第１及び
第２のインピーダンス素子が直列接続された直列
回路に交互に逆方向から与え、夫々のインピーダ
ンス素子における電圧降下を同一の検出器で検出
している。

第５図は本願発明を差動キヤパシタンス方式の
インピーダンス検出回路に適応した具体的な一実
施例を示す図であり、第３図、第４図と同一要素
には同一符号を付して説明は省略する。２１は発
振器であり、例えばインバータ２０１〜２０５が
循環接続される。発振器２１より発生する交流信
号はナンド回路８１，８２の一方の端子に夫々供
給され、一方この交流信号は第１及び第２の期間
を発生させる回路部分であるフリツプフロツプ８
０１〜８０８が直列接続されたステツプダウンカ
ウンタ８００により分周されて、上記交流信号の
周期よりも大きな周期の第１及び第２の期間の分
周出力Ａ及びその分周出力Ａの否定出力Ｂが、
夫々上記ナンド回路８１，８２の他方の端子に供
給される。ナンド回路８１の出力は電極１１に接
続され、ナンド回路８２の出力は電極１３に接続
され、電極１２には検出部７が接続される。上記
インバータ２０１〜２０５、フリツプフロツプ８
０１〜８０８、ナンド回路８１，８２は、例えば
後で述べる出力回路１００で作られる一定電圧
Vccにより駆動され、ナンド回路８１，８２とし
てＣ−MOS型の素子を用いれば振幅一定の交流
信号が第１及び第２のインピーダンス素子の直列
回路に供給される。

検出部７は例えば整流素子７０１，７０２、抵
抗７１、コンデンサ７２を具備し、電極１２に整
流素子７０１の正極側と、整流素子７０２の負極
側が接続され、整流素子７０１の負極側は抵抗７
１及びコンデンサ７２の並列回路を通して接地さ
れ、また整流素子７０２は正極側が接地されてい
る。このように検出部７においては、電極１２と
接地電位間に発生する交流電位を検波している。
従つて、第１の期間には分周出力Ａにより交流信
号が電極１１より与えられて電極１３側は接地さ
れるため、整流素子７０１と抵抗７１との接続点
７３に電極１１−１３間の電圧降下に相当する直
流電圧が得られる。また第２の期間には分周出力
Ｂにより交流信号が電極１３より与えられて電極
１１側は接地されるため、接続点７３に電極１１
〜１２間の電圧降下に相当する電圧が得られる。

ここで、整流素子７０１と抵抗７１との接続点
７３に発生する電圧は第３図ｃ又はｄに示す如く
の波形であるが、この第１及び第２の期間に発生
する電圧e₁，e₂の差値e_dは測定部９により求めら
れる。即ち上記接続点７３はコンデンサ９１を介
して抵抗９３に接続され、コンデンサ９１と抵抗
９３との接続点はFET等のスイツチング素子９
２を介して接地され、抵抗９３の上記コンデンサ
９１と接続されていない側の端はコンデンサ９４
を介して接地される。スイツチング素子９２は前
記ステツプダウンカウンタ８００の一方の出力Ｂ
により開閉され、例えば電極１３より交流信号が
与えられる第２の期間にスイツチング素子９２が
オンとされる。従つてコンデンサ９１には常に第
２の期間に接続点７３に発生する電圧e₂が蓄えら
れ、その結果コンデンサ９４にはe₁−e₂＝e_dなる
電圧が蓄えられる。このようにしてコンデンサ９
４にC₁−C₂／C₁＋C₂の値に比例したe_dなる電圧が蓄えら れるが、この電圧edはさらに出力部１００によ
りその出力端子１０１，１０２より電流信号に変
換して遠隔地に伝送される。

この出力部１００の構成は従来から二線式伝送
器として知られているため詳しい説明は省略し、
簡単な説明を加えておく。即ち、出力端子１０
１，１０２より回路動作に必要な直流電圧が供給
される。１０３は定電流装置を構成するFETで
あり、１０４はゼナーダイオードで出力部１００
内の一定電圧Vccをつくつている。コンデンサ９
４に蓄えられた電圧edは抵抗１０５を介して演
算増幅器１０９の＋端子に接続れ、この＋端子と
出力端子１０２とは抵抗１０６を介して接続され
ている。一方演算増幅器１０９の−端子は可変抵
抗１０７或は他の分割抵抗により基準電位の分割
電位が与えられ、この演算増幅器１０９の出力
が、出力トランジスタ１１０を駆動し、出力端子
１０１，１０２に流れる出力電流を制御する。な
お抵抗１０８は出力トランジスタ１１０と出力端
子１０２との間に接続されたフイードバツク抵抗
であり、このフイードバツク抵抗１０８で発生す
るフイードバツク電圧が上記のコンデンサ９４に
蓄えられる電圧edと差引かれるように負帰還さ
れて出力電流を制御している。このようにして出
力端子１０１，１０２からはコンデンサ９４に蓄
えられた電圧edに比例した値の電流が出力され
る。

なお、本願発明は上記実施例に限定されるもの
ではなく、その目的を逸脱しない範囲において
様々な構成をとることができる。例えば交流信号
を発生させる発振器、或は、第１及び第２の期間
を発生させる回路部分の構成として、第６図に示
す如く、インバータ２０６，２０７とコンデンサ
２０８抵抗２０９とが環状接続されコンデンサ２
０８と抵抗２０９との接続点とインバータ２０７
の入力との間に抵抗２１０が接続された発振器２
２等の様々な構成の発振器を用いることができ
る。また、第１及び第２の期間を発生させる回路
構成としては、交流信号を発生させる発振器の出
力を分周する構成ではなく、第６図に示す如くも
う１つの発振器８１０により、発振器２２より発
生する交流信号の周期よりも大きな周期の信号
A′，B′を発生させる構成でもよい。第６図の例
では、インバータ８１１，８１２、コンデンサ８
１３、抵抗８１４，８１５を含む発振回路の出力
と、その出力のインバータ８１３による反転出力
とにより第１及び第２の周期をつくつている。

また測定部９の構成も、スイツチング素子９２
とコンデンサ９４との間に他のスイツチング素子
９５を挿入し、このスイツチング素子９５をスイ
ツチング素子９２に対し相補的に開閉する構成と
することもできる。

尚、本発明の実施例では、１対のインピーダン
ス素子を差動的に変化させる場合について説明し
たが、一方だけを変化させるようにしても上述し
たような効果が得られる。

以上述べたように本願発明は、第１及び第２の
インピーダンス素子の直列接続回路に振幅一定の
交流信号を与え、上記第１及び第２のインピーダ
ンス素子における電圧降下を夫々同一の検出部に
より時分割的に検出し、夫々の電圧降下分の差値
に応じた信号を得るという極めて新規な構成によ
るものであり、発振器の振幅が一定であればよい
ので従来の如く振幅制御を行う必要がない。又各
インピーダンス素子における電圧降下は、同一の
検出部により検出されるため、検出部に含まれる
整流素子が温度等の影響により特性が変化して
も、第１及び第２の期間に発生する検出部の出力
の変動は等しくなり、従つてその差値は整流素子
の特性の変化による影響は受けない。

このように本願発明の実施により、回路構成が
簡単になると共に、従来技術の多くの欠点を一挙
に解決することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第２図は従来のインピーダンス変化
検出器の概略構成図、第３図ａ，ｂ及び第４図
ａ、は本願発明の原理構成図、第３図ｃ，ｄ及び
第４図ｂ，ｃは本願発明の動作説明に供する図、
第５図及び第６図は本願発明の実施例を示す接続
図である。 １……センサ、１１，１２，１３……電極、２
１，２２，８１０……発振器、７……検出器、７
０１，７０２……整流素子、７２，９１，９４…
…コンデンサ、８００……ステツプダウンカウン
タ、９……測定部、１００……出力部。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 共通電位に対して振幅が一定に制御された交
   流信号を発生する発振器と、少なくとも一方のイ
   ンピーダンスが変化する第１及び第２のインピー
   ダンス素子と、この第１及び第２のインピーダン
   ス素子の直列回路と上記発振器とを上記交流信号
   の周期より長い周期で交互に逆方向に接続するよ
   う動作するスイツチ回路と、上記第１及び第２の
   インピーダンス素子の接続点の電位を測定する検
   出部と、上記検出部より上記スイツチ回路の動作
   周期と同期して出力される信号の差値を求める回
   路と、その差値に基いて上記第１及び第２のイン
   ピーダンス素子のインピーダンス変化を検出する
   ことを特徴とするインピーダンス変化検出回路。