JPH0550236B2 - - Google Patents
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- JPH0550236B2 JPH0550236B2 JP58250987A JP25098783A JPH0550236B2 JP H0550236 B2 JPH0550236 B2 JP H0550236B2 JP 58250987 A JP58250987 A JP 58250987A JP 25098783 A JP25098783 A JP 25098783A JP H0550236 B2 JPH0550236 B2 JP H0550236B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- resistor
- motor
- signal
- voltage
- Prior art date
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- Expired - Lifetime
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
- H02P23/16—Controlling the angular speed of one shaft
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
＜産業上の利用分野＞
本発明は、モータの回転速度をタコジエネレー
タ等の周波数発電器にて検出し、その検出出力に
対応して上記モータに電源供給を行ない、上記モ
ータが常に設定速度で回転するように制御するモ
ータの速度制御回路に関し、特に上記設定速度を
自在に可変することができ、例えばフロツピーデ
イスクの駆動用モータ等の速度制御回路に適用し
て有用なものである。
タ等の周波数発電器にて検出し、その検出出力に
対応して上記モータに電源供給を行ない、上記モ
ータが常に設定速度で回転するように制御するモ
ータの速度制御回路に関し、特に上記設定速度を
自在に可変することができ、例えばフロツピーデ
イスクの駆動用モータ等の速度制御回路に適用し
て有用なものである。
＜背景技術とその問題点＞
従来、例えばフロツピーデイスク等を回転駆動
させるためのモータの速度制御回路として、この
モータに設けられその回転速度を周波数信号とし
て出力するタコジエネレータの如き周波数発電器
と、この周波数発電器の出力をその周波数に対応
したレベルの電圧出力に変換する周波数−電圧変
換器と、この周波数−電圧変換器の電圧出力を基
準電圧と比較し、互いの誤差に応じて上記モータ
への電源供給量を増減する演算増幅器とを有し、
上記モータの回転周期に基づいて電源供給を制御
し、このモータの常に正確な回転速度を維持する
ようにしたものが知られている。そして、この速
度制御回路に設けられる上記周波数−電圧変換器
では、抵抗とコンデンサとを直列に接続した回路
に電圧を印加し、立ち上り時に一定の傾斜を有す
るランプ波信号を形成するとともに、このランプ
波信号を上記周波数信号より波形成形して得られ
るパルス信号によつて順次リセツトし、このパル
ス信号の周波数に対応して順次立ち上る複数のラ
ンプ波信号として形成し、これらランプ波信号の
信号レベルを基準レベルと比較して、上記パルス
信号の周波数に対応した幅を有する矩形波信号を
形成し、さらにこの矩形波信号を、ローパスフイ
ルタに通すことにより、この矩形波信号のパルス
周期に対するパルス幅の比に対応した電圧レベル
に変換するようにして、上記パルス信号の周波
数、すなわち上記周波数発電器にて出力される周
波数信号の周波数に対応した電圧レベルを得るよ
うになつている。
させるためのモータの速度制御回路として、この
モータに設けられその回転速度を周波数信号とし
て出力するタコジエネレータの如き周波数発電器
と、この周波数発電器の出力をその周波数に対応
したレベルの電圧出力に変換する周波数−電圧変
換器と、この周波数−電圧変換器の電圧出力を基
準電圧と比較し、互いの誤差に応じて上記モータ
への電源供給量を増減する演算増幅器とを有し、
上記モータの回転周期に基づいて電源供給を制御
し、このモータの常に正確な回転速度を維持する
ようにしたものが知られている。そして、この速
度制御回路に設けられる上記周波数−電圧変換器
では、抵抗とコンデンサとを直列に接続した回路
に電圧を印加し、立ち上り時に一定の傾斜を有す
るランプ波信号を形成するとともに、このランプ
波信号を上記周波数信号より波形成形して得られ
るパルス信号によつて順次リセツトし、このパル
ス信号の周波数に対応して順次立ち上る複数のラ
ンプ波信号として形成し、これらランプ波信号の
信号レベルを基準レベルと比較して、上記パルス
信号の周波数に対応した幅を有する矩形波信号を
形成し、さらにこの矩形波信号を、ローパスフイ
ルタに通すことにより、この矩形波信号のパルス
周期に対するパルス幅の比に対応した電圧レベル
に変換するようにして、上記パルス信号の周波
数、すなわち上記周波数発電器にて出力される周
波数信号の周波数に対応した電圧レベルを得るよ
うになつている。
ところで、このような構成の速度制御回路にお
いて、上記モータの設定速度を変化させ、多段階
の可変速制御を行なうには、上記基準電圧を可変
調整し、上記モータへの電源供給の基準値を変更
する方法がある。
いて、上記モータの設定速度を変化させ、多段階
の可変速制御を行なうには、上記基準電圧を可変
調整し、上記モータへの電源供給の基準値を変更
する方法がある。
しかしながらこのような方法では、この速度制
御回路をマイクロプロセツサ等によりデイジタル
信号で制御するようになされた機器に設けた場合
には、アナログ量の上記基準電圧をデイジタル信
号で制御することとなり、そのためのデイジタル
−アナログ変換が必要となるので回路構成が複雑
となつてしまうとともに直線性が得難いという欠
点がある。
御回路をマイクロプロセツサ等によりデイジタル
信号で制御するようになされた機器に設けた場合
には、アナログ量の上記基準電圧をデイジタル信
号で制御することとなり、そのためのデイジタル
−アナログ変換が必要となるので回路構成が複雑
となつてしまうとともに直線性が得難いという欠
点がある。
＜発明の目的＞
そこで本発明は、上述した如き実情に鑑み、デ
イジタル信号による直線性に富んだ可変速制御を
容易に行ない得るとともに構成の簡単な、モータ
の速度制御回路を提供することを目的とする。
イジタル信号による直線性に富んだ可変速制御を
容易に行ない得るとともに構成の簡単な、モータ
の速度制御回路を提供することを目的とする。
＜発明の概要＞
すなわち本発明は、上述した目的を達成するた
めに、モータの回転速度に応じて周波数が変化す
る周波数発電器の出力を周波数−電圧変換器に供
給し、この周波数−電圧変換器の電力出力に応じ
て上記モータの速度制御を行なうようにしたモー
タの速度制御回路において、上記周波数−電圧変
換器における周波数と電圧出力との変換定数を決
定する第１の抵抗と、この第１の抵抗に対して並
列に接続され互いに直列に接続される第２の抵抗
及びスイツチング素子とを設け、上記スイツチン
グ素子にパルス幅変調信号を供給することにより
上記第１の抵抗及び第２の抵抗によつて得られる
抵抗値を等価的に変化させるようにしたものであ
る。
めに、モータの回転速度に応じて周波数が変化す
る周波数発電器の出力を周波数−電圧変換器に供
給し、この周波数−電圧変換器の電力出力に応じ
て上記モータの速度制御を行なうようにしたモー
タの速度制御回路において、上記周波数−電圧変
換器における周波数と電圧出力との変換定数を決
定する第１の抵抗と、この第１の抵抗に対して並
列に接続され互いに直列に接続される第２の抵抗
及びスイツチング素子とを設け、上記スイツチン
グ素子にパルス幅変調信号を供給することにより
上記第１の抵抗及び第２の抵抗によつて得られる
抵抗値を等価的に変化させるようにしたものであ
る。
＜実施例＞
以下、本発明の具体的な実施例を図面に従つて
詳細に説明する。
詳細に説明する。
本発明に係るモータ１の速度制御回路は、第１
図に示すように、モータ１の回転速度を検出する
ためこのモータ１に設けられるタコジエネレータ
の如き周波数発電器２と、この周波数発電器２よ
り出力される周波数信号（第３図参照）をこの周
波数信号の周波数に対応した電圧に変換する周波
数−電圧変換器３と、周波数−電圧変換器３より
出力される電圧を基準電圧ESと比較し、互いの誤
差に応じて上記モータへの電源供給量を制御する
演算増幅器４とを有してなるものであり、上記モ
ータ１の回転速度の変化に対応して上記電源供給
を制御し、このモータ１の常に正確な回転速度を
得るようにしたものである。
図に示すように、モータ１の回転速度を検出する
ためこのモータ１に設けられるタコジエネレータ
の如き周波数発電器２と、この周波数発電器２よ
り出力される周波数信号（第３図参照）をこの周
波数信号の周波数に対応した電圧に変換する周波
数−電圧変換器３と、周波数−電圧変換器３より
出力される電圧を基準電圧ESと比較し、互いの誤
差に応じて上記モータへの電源供給量を制御する
演算増幅器４とを有してなるものであり、上記モ
ータ１の回転速度の変化に対応して上記電源供給
を制御し、このモータ１の常に正確な回転速度を
得るようにしたものである。
この速度制御回路において、上記周波数−電圧
変換器３には、例えば第２図に示す如く、入力端
子５に供給される上記周波数発電器２の周波数信
号を波形成形し、その周波数に同期したパルス信
号（第３図参照）を得るための波形成形器６が設
けられている。そして、この波形成形器６より出
力される上記パルス信号はランプ波リセツト用の
トランジスタ７のベース端子に供給されるように
なつている。このトランジスタ７はエミツタ端子
が接地されるとともにコレクタ端子が演算増幅器
８に一方の入力端子に接続されている。
変換器３には、例えば第２図に示す如く、入力端
子５に供給される上記周波数発電器２の周波数信
号を波形成形し、その周波数に同期したパルス信
号（第３図参照）を得るための波形成形器６が設
けられている。そして、この波形成形器６より出
力される上記パルス信号はランプ波リセツト用の
トランジスタ７のベース端子に供給されるように
なつている。このトランジスタ７はエミツタ端子
が接地されるとともにコレクタ端子が演算増幅器
８に一方の入力端子に接続されている。
また、上記周波数−電圧変換器３には、常に一
定の傾斜角度をもつて立ち上るランプ波信号（第
３図参照）を得るための、互いに直列に接続され
た第１の抵抗９とコンデンサ１０が接続されてい
る。上記第１の抵抗９は一端を電源１１に接続さ
れ、電源供給されるようになつており、上記コン
デンサ１０は他端側を接地されている。また、互
いに直列に接続された第２の抵抗１２とスイツチ
ング素子となるトランジスタ１３とが上記第１の
抵抗９に並列に接続されている。上記トランジス
タ１３はベース端子がパルス幅変調信号（以下
PWM信号という。）を供給されるPWM入力端子
１４に接続されるとともに、コレクタ端子及びエ
ミツタ端子が上記電源１１及び上記第２の抵抗１
２に接続されており、上記ベース端子に上記
PWM信号のパルス入力を受けたときに上記電源
１１と上記第２の抵抗１２との間を短絡するよう
に動作するものである。すなわち、このトランジ
スタ１３の上記PWM信号のパルス幅に対応した
動作期間中における上記コンデンサ１０と電源１
１との間の瞬間的な抵抗値R′は、上記第１の抵
抗９と上記第２の抵抗１２の抵抗値をそれぞれ
R1，R2とすると、R′＝R1R2／R1＋R2で与えられる。
定の傾斜角度をもつて立ち上るランプ波信号（第
３図参照）を得るための、互いに直列に接続され
た第１の抵抗９とコンデンサ１０が接続されてい
る。上記第１の抵抗９は一端を電源１１に接続さ
れ、電源供給されるようになつており、上記コン
デンサ１０は他端側を接地されている。また、互
いに直列に接続された第２の抵抗１２とスイツチ
ング素子となるトランジスタ１３とが上記第１の
抵抗９に並列に接続されている。上記トランジス
タ１３はベース端子がパルス幅変調信号（以下
PWM信号という。）を供給されるPWM入力端子
１４に接続されるとともに、コレクタ端子及びエ
ミツタ端子が上記電源１１及び上記第２の抵抗１
２に接続されており、上記ベース端子に上記
PWM信号のパルス入力を受けたときに上記電源
１１と上記第２の抵抗１２との間を短絡するよう
に動作するものである。すなわち、このトランジ
スタ１３の上記PWM信号のパルス幅に対応した
動作期間中における上記コンデンサ１０と電源１
１との間の瞬間的な抵抗値R′は、上記第１の抵
抗９と上記第２の抵抗１２の抵抗値をそれぞれ
R1，R2とすると、R′＝R1R2／R1＋R2で与えられる。
また、上記トランジスタ１３の非動作時には、
R′＝R1となる。従つて、上記電源１１と上記コ
ンデンサ１０との間の上記第１の抵抗９及び上記
第２の抵抗１２によつて与えられる抵抗値Ｒは、
上記PWM信号のパルス周期に対するパルス幅の
比、すなわちデユーテイ比によつて等価的に変化
することとなる。そして、このように結線された
上記第１の抵抗９及び第２の抵抗１２と上記コン
デンサ１０との接続端は、上記ランプ波リセツト
用のトランジスタ７のコレクタ端子と接続され、
上記演算増幅器８の一方の入力端子に接続されて
いる。すなわち、この入力端子には、上記コンデ
ンサ１０にチヤージされる電荷が上記ランプ波リ
セツト用トランジスタ７の上記パルス信号に対応
した動作によつて順次リセツトされ立ち下るとと
もに、このリセツトの後に一定の傾斜角度を有し
て順次立ち上るようなランプ波信号が供給される
こととなる。そして、このランプ波信号の立ち上
り時の傾斜角度は上記第１の抵抗９及び第２の抵
抗１２によつて与えられる抵抗値Ｒによつて設定
されるようになつている。なお、上記PWM信号
の周波数は上記パルス信号の周波数に対して充分
大きいものとする。
R′＝R1となる。従つて、上記電源１１と上記コ
ンデンサ１０との間の上記第１の抵抗９及び上記
第２の抵抗１２によつて与えられる抵抗値Ｒは、
上記PWM信号のパルス周期に対するパルス幅の
比、すなわちデユーテイ比によつて等価的に変化
することとなる。そして、このように結線された
上記第１の抵抗９及び第２の抵抗１２と上記コン
デンサ１０との接続端は、上記ランプ波リセツト
用のトランジスタ７のコレクタ端子と接続され、
上記演算増幅器８の一方の入力端子に接続されて
いる。すなわち、この入力端子には、上記コンデ
ンサ１０にチヤージされる電荷が上記ランプ波リ
セツト用トランジスタ７の上記パルス信号に対応
した動作によつて順次リセツトされ立ち下るとと
もに、このリセツトの後に一定の傾斜角度を有し
て順次立ち上るようなランプ波信号が供給される
こととなる。そして、このランプ波信号の立ち上
り時の傾斜角度は上記第１の抵抗９及び第２の抵
抗１２によつて与えられる抵抗値Ｒによつて設定
されるようになつている。なお、上記PWM信号
の周波数は上記パルス信号の周波数に対して充分
大きいものとする。
また、上記電源１１には互いに直列に接続され
接地されてなる一対の基準抵抗１５，１６が接続
されている。そしてこれら基準抵抗１５，１６の
接続端は上記演算増幅器８の他方の入力端子に接
続され、この演算増幅器８に上記ランプ波信号の
時定数を得るための基準電圧を与えるようになつ
ている。
接地されてなる一対の基準抵抗１５，１６が接続
されている。そしてこれら基準抵抗１５，１６の
接続端は上記演算増幅器８の他方の入力端子に接
続され、この演算増幅器８に上記ランプ波信号の
時定数を得るための基準電圧を与えるようになつ
ている。
上記演算増幅器８は、双方の入力端子に供給さ
れる上記ランプ波信号と上記基準電圧とのレベル
を比較し、上記ランプ波信号が上記基準電圧を超
えたときに出力端子にステツプ出力を生ずるよう
になつており、上記ランプ波信号の時定数及び発
生周期に対応したパルス幅を有する矩形波信号
（第３図参照）を出力するようにしたものである。
そしてこの演算増幅器８より出力された上記矩形
波信号は、抵抗１７とコンデンサ１８とからなる
ローパスフイルタ１９によつて積分され、この矩
形波信号のパルス幅に対応した電圧レベルを有す
る積分波形の電圧出力（第３図参照）として、こ
の周波数−電圧変換回路の出力端子２５より出力
されるようになつている。そこでこの電圧出力を
図示しない波形成形回路等によりさらに波形成形
し、ほぼ一定レベルの電圧となし、上記演算増幅
器４において上記基準電圧ESとの比較を行なうよ
うになつている。
れる上記ランプ波信号と上記基準電圧とのレベル
を比較し、上記ランプ波信号が上記基準電圧を超
えたときに出力端子にステツプ出力を生ずるよう
になつており、上記ランプ波信号の時定数及び発
生周期に対応したパルス幅を有する矩形波信号
（第３図参照）を出力するようにしたものである。
そしてこの演算増幅器８より出力された上記矩形
波信号は、抵抗１７とコンデンサ１８とからなる
ローパスフイルタ１９によつて積分され、この矩
形波信号のパルス幅に対応した電圧レベルを有す
る積分波形の電圧出力（第３図参照）として、こ
の周波数−電圧変換回路の出力端子２５より出力
されるようになつている。そこでこの電圧出力を
図示しない波形成形回路等によりさらに波形成形
し、ほぼ一定レベルの電圧となし、上記演算増幅
器４において上記基準電圧ESとの比較を行なうよ
うになつている。
そこで、このような構成の速度制御回路におい
て、上記モータ１の可変速制御を行なうために、
この速度制御回路における上記モータ１の設定速
度を変化させようとする場合には、例えばマイク
ロプロセツサより上記PWM入力端子に供給され
るPWM信号のパルス幅又はそのパルス周期を変
化させ、このPWM信号のデユーテイー比を可変
調整するようにして行なう。すなわち上記第２の
抵抗１２の抵抗値をR2とし、上記デユーテイー
比をＤ（％）とすると、上記第２の抵抗１２によ
つて生ずる実際の抵抗値R3は、 R3＝100R2／Ｄ と等価となる。そして、このR3によつて決定さ
れる上記ランプ波信号の時定数Ｔは、上記第１の
抵抗９の抵抗値をR1とし上記コンデンサ１０の
静電容量をＣとすると、 Ｔ＝CkR1R3／R1＋R3＝K1R1R2／DR1＋R2 （ｋ、K1……定数） で与えられる。すなわち、上記ランプ波信号の立
ち上り部の傾斜は、第４図に示す如く、上記デユ
ーテイー比がD1D2D3……と可変操作されるに伴
なつて変化し、このランプ波信号の時定数によつ
て決定される上記矩形波信号のパルス幅とパルス
周期の比、すなわちこの矩形波信号のデユーテイ
ー比が、上記パルス信号の周波数とは無関係に変
更されることとなる。従つて、上記パルス信号の
周波数と、この周波数に対応したレベルに変換さ
れる上記電圧出力との変換定数が変更されること
となり、上記基準電圧ESを変化させることなく上
記モータ１の可変速制御が可能となる。
て、上記モータ１の可変速制御を行なうために、
この速度制御回路における上記モータ１の設定速
度を変化させようとする場合には、例えばマイク
ロプロセツサより上記PWM入力端子に供給され
るPWM信号のパルス幅又はそのパルス周期を変
化させ、このPWM信号のデユーテイー比を可変
調整するようにして行なう。すなわち上記第２の
抵抗１２の抵抗値をR2とし、上記デユーテイー
比をＤ（％）とすると、上記第２の抵抗１２によ
つて生ずる実際の抵抗値R3は、 R3＝100R2／Ｄ と等価となる。そして、このR3によつて決定さ
れる上記ランプ波信号の時定数Ｔは、上記第１の
抵抗９の抵抗値をR1とし上記コンデンサ１０の
静電容量をＣとすると、 Ｔ＝CkR1R3／R1＋R3＝K1R1R2／DR1＋R2 （ｋ、K1……定数） で与えられる。すなわち、上記ランプ波信号の立
ち上り部の傾斜は、第４図に示す如く、上記デユ
ーテイー比がD1D2D3……と可変操作されるに伴
なつて変化し、このランプ波信号の時定数によつ
て決定される上記矩形波信号のパルス幅とパルス
周期の比、すなわちこの矩形波信号のデユーテイ
ー比が、上記パルス信号の周波数とは無関係に変
更されることとなる。従つて、上記パルス信号の
周波数と、この周波数に対応したレベルに変換さ
れる上記電圧出力との変換定数が変更されること
となり、上記基準電圧ESを変化させることなく上
記モータ１の可変速制御が可能となる。
また、上記PWM信号のデユーテイー比を変化
させた場合に上記モータ１の回転数をＮとする
と、 Ｎ＝K2１／Ｔ＝K2／K1（DR1／R1R2＋R2／R1R2） （K1、K2……定数） の関係が得られる。従つて、上記モータ１の回転
数Ｎは上記PWM信号のデユーテイー比の変化に
伴ない直線的に変化することとなる。
させた場合に上記モータ１の回転数をＮとする
と、 Ｎ＝K2１／Ｔ＝K2／K1（DR1／R1R2＋R2／R1R2） （K1、K2……定数） の関係が得られる。従つて、上記モータ１の回転
数Ｎは上記PWM信号のデユーテイー比の変化に
伴ない直線的に変化することとなる。
このように本実施例におけるモータ１の速度制
御回路によれば、PWM信号のデユーテイ比を変
化させることによつて、上記周波数−電圧変換器
の周波数と電圧出力との変換定数を変更するよう
にしたことから、上記マイクロプロセツサ等のデ
イジタル信号による上記モータ１の可変速制御を
容易に行なうことができる。従つて、上記基準電
圧ESを変更する必要がなくデイジタル−アナログ
変換のための複雑な回路構成も必要としない。そ
して、上記モータ１の極めて直線的に富んだ可変
速制御を実現することができる。
御回路によれば、PWM信号のデユーテイ比を変
化させることによつて、上記周波数−電圧変換器
の周波数と電圧出力との変換定数を変更するよう
にしたことから、上記マイクロプロセツサ等のデ
イジタル信号による上記モータ１の可変速制御を
容易に行なうことができる。従つて、上記基準電
圧ESを変更する必要がなくデイジタル−アナログ
変換のための複雑な回路構成も必要としない。そ
して、上記モータ１の極めて直線的に富んだ可変
速制御を実現することができる。
また、上述した実施例では上記パルス信号の周
波数すなわち上記周波数信号の周波数に対して、
上記PWM信号の周波数が極めて大きい場合につ
いて述べたが、上記PWM信号の周波数が上記パ
ルス信号の周波数に比較的近く、上記トランジス
タ１３のスイツチング動作が上記ランプ波信号の
波形に影響してしまいこのランプ波信号のうなり
を生じるような場合には、第５図及び第６図に示
すように、上記PWM信号の高周波成分を吸収
し、上記ランプ波信号への影響を緩和する抵抗２
０とコンデンサ２１よりなるローパスフイルタ２
２を設ければ良い。そして、このようなローパス
フイルタ２２を設けた場合には、このローパスフ
イルタ２２の抵抗２０が上記コンデンサ１０の放
電経路に入つてしまうので上記コンデンサ１０の
確実な放電を行なうために、例えばダイオード２
３やトランジスタ２４を設け、これらダイオード
２３やトランジスタ２４を上記パルス信号によつ
て動作させ、時定数の小まな放電経路を形成すれ
ば良い。
波数すなわち上記周波数信号の周波数に対して、
上記PWM信号の周波数が極めて大きい場合につ
いて述べたが、上記PWM信号の周波数が上記パ
ルス信号の周波数に比較的近く、上記トランジス
タ１３のスイツチング動作が上記ランプ波信号の
波形に影響してしまいこのランプ波信号のうなり
を生じるような場合には、第５図及び第６図に示
すように、上記PWM信号の高周波成分を吸収
し、上記ランプ波信号への影響を緩和する抵抗２
０とコンデンサ２１よりなるローパスフイルタ２
２を設ければ良い。そして、このようなローパス
フイルタ２２を設けた場合には、このローパスフ
イルタ２２の抵抗２０が上記コンデンサ１０の放
電経路に入つてしまうので上記コンデンサ１０の
確実な放電を行なうために、例えばダイオード２
３やトランジスタ２４を設け、これらダイオード
２３やトランジスタ２４を上記パルス信号によつ
て動作させ、時定数の小まな放電経路を形成すれ
ば良い。
＜発明の効果＞
上述した本発明の説明より明らかなように本発
明によれば、パルス幅変調信号のデユーテイー比
を変化させることにより、周波数−電圧変換器の
周波数と電圧出力との変換定数を変更するように
したことから、例えばマイクロプロセツサ等のデ
イジタル信号による上記モータの可変速制御を容
易に行なうことができる。従つて、基準電圧を変
更する必要がなく、デイジタル−アナログ変換の
ための複雑な回路構成も必要とせず、さらに上記
モータの極めて直線性に富んだ可変速制御を実現
することができる。
明によれば、パルス幅変調信号のデユーテイー比
を変化させることにより、周波数−電圧変換器の
周波数と電圧出力との変換定数を変更するように
したことから、例えばマイクロプロセツサ等のデ
イジタル信号による上記モータの可変速制御を容
易に行なうことができる。従つて、基準電圧を変
更する必要がなく、デイジタル−アナログ変換の
ための複雑な回路構成も必要とせず、さらに上記
モータの極めて直線性に富んだ可変速制御を実現
することができる。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２
図は周波数−電圧変換器を示す回路図、第３図は
上記周波数−電圧変換器にて得られる各種信号波
形を示す波形図、第４図はパルス幅変調信号のデ
ユーテイー比とランプ波信号の波形との関係を示
す説明図、第５図は本発明の他の実施例における
要部を示す回路図、第６図は本発明のさらに他の
実施例における要部を示す回路図である。 １……モータ、２……周波数発電器、３……周
波数−電圧変換器、４……演算増幅器、９……第
１の抵抗、１２……第２の抵抗、１３……トラン
ジスタ。
図は周波数−電圧変換器を示す回路図、第３図は
上記周波数−電圧変換器にて得られる各種信号波
形を示す波形図、第４図はパルス幅変調信号のデ
ユーテイー比とランプ波信号の波形との関係を示
す説明図、第５図は本発明の他の実施例における
要部を示す回路図、第６図は本発明のさらに他の
実施例における要部を示す回路図である。 １……モータ、２……周波数発電器、３……周
波数−電圧変換器、４……演算増幅器、９……第
１の抵抗、１２……第２の抵抗、１３……トラン
ジスタ。
Claims (1)
- １ モータの回転速度に応じて周波数が変化する
周波数発電器の出力を周波数−電圧変換器に供給
し、この周波数−電圧変換器の電力出力に応じて
上記モータの速度制御を行なうようにしたモータ
の速度制御回路において、上記周波数−電圧変換
器における周波数と電圧出力との変換定数を決定
する第１の抵抗と、この第１の抵抗に対して並列
に接続され互いに直列に接続される第２の抵抗及
びスイツチング素子とを設け、上記スイツチング
素子にパルス幅変調信号を供給することにより上
記第１の抵抗及び第２の抵抗によつて得られる抵
抗値を等価的に変化させるようにしてなるモータ
の速度制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58250987A JPS60144150A (ja) | 1983-12-30 | 1983-12-30 | モ−タの速度制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58250987A JPS60144150A (ja) | 1983-12-30 | 1983-12-30 | モ−タの速度制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60144150A JPS60144150A (ja) | 1985-07-30 |
| JPH0550236B2 true JPH0550236B2 (ja) | 1993-07-28 |
Family
ID=17215980
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58250987A Granted JPS60144150A (ja) | 1983-12-30 | 1983-12-30 | モ−タの速度制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60144150A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE69117323T2 (de) * | 1990-04-16 | 1996-07-11 | Hitachi Ltd | Dünnfilm-Magnetkopf mit schmaler Spurbreite und dessen Herstellungsverfahren |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55167794U (ja) * | 1979-05-18 | 1980-12-02 |
-
1983
- 1983-12-30 JP JP58250987A patent/JPS60144150A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60144150A (ja) | 1985-07-30 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |