JPH0550239B2 - - Google Patents
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- JPH0550239B2 JPH0550239B2 JP2097115A JP9711590A JPH0550239B2 JP H0550239 B2 JPH0550239 B2 JP H0550239B2 JP 2097115 A JP2097115 A JP 2097115A JP 9711590 A JP9711590 A JP 9711590A JP H0550239 B2 JPH0550239 B2 JP H0550239B2
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- coil
- output transistor
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、モータ可動部（ロータ）の位置に応
じて３相にコイルに対する給電をトランジスタ等
を使用して順次電子的に切換えてゆくブラシレス
直流モータに関するものである。
じて３相にコイルに対する給電をトランジスタ等
を使用して順次電子的に切換えてゆくブラシレス
直流モータに関するものである。
ブラシレス直流モータは、ブラシによる火花・
ノイズの発生がなく、長寿命であることから、各
種の音響・映像機器に応用されている。特公昭55
−6938号公報には、このようなブラシレス直流モ
ータにおいて、星形結線された３相のコイルに片
方向の電流を通電（半波駆動）する方法および両
方向の電流を通電（全波駆動）する方法が示され
ている。３相のコイルを使用するブラシレス直流
モータは、モータ構造および駆動回路が簡単であ
るという利点があり、従来より広く実用化されて
いる。
ノイズの発生がなく、長寿命であることから、各
種の音響・映像機器に応用されている。特公昭55
−6938号公報には、このようなブラシレス直流モ
ータにおいて、星形結線された３相のコイルに片
方向の電流を通電（半波駆動）する方法および両
方向の電流を通電（全波駆動）する方法が示され
ている。３相のコイルを使用するブラシレス直流
モータは、モータ構造および駆動回路が簡単であ
るという利点があり、従来より広く実用化されて
いる。
しかし、従来の３相コイルを使用するブラシレ
ス直流モータでは、発生トルク（マグネツトと電
流による電磁力）が回転位置に応じて変動し、大
きなトルクリツプルを生じるという欠点がある。
このような欠点を解消するために、本出願人は特
願昭52−67671号において、そのようなトルクリ
ツプルを低減させたブラシレス直流モータを提案
している（同実施例ではコイルに片方向の電流を
流す半波駆動としている）。しかし、上記の方法
でトルクリツプルを低減するためには、マグネツ
トの発生磁速密度（コイルに作用する磁束）の平
坦部分の巾を電気角で120゜（１磁極ピツチを180゜
とする）以上と広くしなければならず、単一のマ
グネツトにこのような広巾のＮ，Ｓ極を隣接して
着磁形成することが難かしく、リツプルトルクを
十分に低減することができなかつた。また、円筒
状のマグネツトと円筒状の平滑鉄心の間に空心の
コイルを配置するモータの円板状のマグネツトと
円板状の鉄板の間に空心のコイルを配置するモー
タなどのような、いわゆるスロツトレス形（マグ
ネツトが回転しコイルと鉄心・鉄板がステータに
固定）のブラシレス直流モータやコアレス形（マ
グネツトと鉄板・鉄心が一体的に回転しコイルが
ステータに固定）のブラシレス直流モータにおい
ては、マグネツト表面と鉄心・鉄板までのギヤツ
プが広いために、コイル部分における磁束密度
（コイルと直交する成分）の平坦部分（Ｎ極また
はＳ極の最も強い部分）の角度巾を十分に広くと
ることがむずかしく、通常のモータでは60゜〜90゜
程度（電気角）となつている。その結果、このよ
うなブラシレス直流モータにおいては、特公昭55
−6938号公報に示されるごとき電流の通電方法
（半波駆動および全波駆動）では、発生トルクの
リツプルが非常に大きく、モータの回転性能を著
しく阻害し実用上大きな問題となつていた。
ス直流モータでは、発生トルク（マグネツトと電
流による電磁力）が回転位置に応じて変動し、大
きなトルクリツプルを生じるという欠点がある。
このような欠点を解消するために、本出願人は特
願昭52−67671号において、そのようなトルクリ
ツプルを低減させたブラシレス直流モータを提案
している（同実施例ではコイルに片方向の電流を
流す半波駆動としている）。しかし、上記の方法
でトルクリツプルを低減するためには、マグネツ
トの発生磁速密度（コイルに作用する磁束）の平
坦部分の巾を電気角で120゜（１磁極ピツチを180゜
とする）以上と広くしなければならず、単一のマ
グネツトにこのような広巾のＮ，Ｓ極を隣接して
着磁形成することが難かしく、リツプルトルクを
十分に低減することができなかつた。また、円筒
状のマグネツトと円筒状の平滑鉄心の間に空心の
コイルを配置するモータの円板状のマグネツトと
円板状の鉄板の間に空心のコイルを配置するモー
タなどのような、いわゆるスロツトレス形（マグ
ネツトが回転しコイルと鉄心・鉄板がステータに
固定）のブラシレス直流モータやコアレス形（マ
グネツトと鉄板・鉄心が一体的に回転しコイルが
ステータに固定）のブラシレス直流モータにおい
ては、マグネツト表面と鉄心・鉄板までのギヤツ
プが広いために、コイル部分における磁束密度
（コイルと直交する成分）の平坦部分（Ｎ極また
はＳ極の最も強い部分）の角度巾を十分に広くと
ることがむずかしく、通常のモータでは60゜〜90゜
程度（電気角）となつている。その結果、このよ
うなブラシレス直流モータにおいては、特公昭55
−6938号公報に示されるごとき電流の通電方法
（半波駆動および全波駆動）では、発生トルクの
リツプルが非常に大きく、モータの回転性能を著
しく阻害し実用上大きな問題となつていた。
本発明は、そのような点を考慮し、３相のコイ
ルを使用しながらもトルクリツプルの極めて少な
いブラシレス直流モータを提供せんとするもので
ある。
ルを使用しながらもトルクリツプルの極めて少な
いブラシレス直流モータを提供せんとするもので
ある。
以下に、本発明を図示の実施例にもとづいて説
明する。
明する。
第１図〜第４図に本発明の一実施例を示す。第
１図はそのモータ構造を表わす縦断面図であり、
回転軸１を取付けられた磁性体製のロータ２には
厚さ方向に多極着磁された円環状のマグネツト３
が固着され、一体的に回転する。回転軸１はステ
ータのジヤナル軸受６とスラスト軸受７によつて
支承されている。ステータの鉄板４の表面部には
空心のコイル５が固着され、マグネツト３と鉄板
４の間に形成される磁場の軸方向の磁束密度とコ
イルに流す電流との相互作用によつて所定方向へ
の回転トルクを得ている。
１図はそのモータ構造を表わす縦断面図であり、
回転軸１を取付けられた磁性体製のロータ２には
厚さ方向に多極着磁された円環状のマグネツト３
が固着され、一体的に回転する。回転軸１はステ
ータのジヤナル軸受６とスラスト軸受７によつて
支承されている。ステータの鉄板４の表面部には
空心のコイル５が固着され、マグネツト３と鉄板
４の間に形成される磁場の軸方向の磁束密度とコ
イルに流す電流との相互作用によつて所定方向へ
の回転トルクを得ている。
第２図ａにマグネツト３の磁極配置の一例を示
す。マグネツト３は等角度ピツチ（機械角
45゜mech＝電気角180゜el）もしくは略等角度ピツ
チにＮ極をＳ極交互に８極有するように着磁形成
されている。
す。マグネツト３は等角度ピツチ（機械角
45゜mech＝電気角180゜el）もしくは略等角度ピツ
チにＮ極をＳ極交互に８極有するように着磁形成
されている。
第３図にマグネツト３の発生する磁場の軸方向
の磁束密度Ｂ（φ）の分布を360゜el分示す（他の
磁極も同様である）。ここで、マグネツト３の１
磁極ピツチを電気角で180゜elとして示している。
その分布は、Ｎ極およびＳ極の磁束密度の最も強
い平坦部分の巾を60゜el（１磁極ピツチの３分の
１）となした台形波もしくは略台形波状となつて
いる。
の磁束密度Ｂ（φ）の分布を360゜el分示す（他の
磁極も同様である）。ここで、マグネツト３の１
磁極ピツチを電気角で180゜elとして示している。
その分布は、Ｎ極およびＳ極の磁束密度の最も強
い平坦部分の巾を60゜el（１磁極ピツチの３分の
１）となした台形波もしくは略台形波状となつて
いる。
第２図ｂはステータ側のコイルおよび位置検出
用のホール素子の配置を示す。本例では、６個の
集中巻したコイルX1，Y1，N1，X2，Y2，Z2が
等角ピツチ（60゜mech＝240゜el）もしくは略等角
度゜ピツチに配置されている。各コイルの径方向
に伸びたるトルク発生に関与する有効コイル辺の
中心ピツチ（これを実効ピツチと称す）は、マグ
ネツト３の１磁極ピツチ（180゜el）に等しく、も
しくは略等しくなされいる（一般には、１磁極ピ
ツチの奇数倍とする）。その結果、コイルX1とX2
は同相となり直列もしくは並列に接続されて第１
相のコイル群Ｘを形成し、コイルY1とY2は第２
相のコイル群Ｙを形成し、コイルZ1とZ2は第３相
のコイル群Ｚを形成している。
用のホール素子の配置を示す。本例では、６個の
集中巻したコイルX1，Y1，N1，X2，Y2，Z2が
等角ピツチ（60゜mech＝240゜el）もしくは略等角
度゜ピツチに配置されている。各コイルの径方向
に伸びたるトルク発生に関与する有効コイル辺の
中心ピツチ（これを実効ピツチと称す）は、マグ
ネツト３の１磁極ピツチ（180゜el）に等しく、も
しくは略等しくなされいる（一般には、１磁極ピ
ツチの奇数倍とする）。その結果、コイルX1とX2
は同相となり直列もしくは並列に接続されて第１
相のコイル群Ｘを形成し、コイルY1とY2は第２
相のコイル群Ｙを形成し、コイルZ1とZ2は第３相
のコイル群Ｚを形成している。
コイルX1，Y1，Z1の中心部分に位置検出用の
ホイル素子Ａ，Ｂ，Ｃが配置され、マグネツト３
の磁束密度を検出し、その出力にもとづいて３相
のコイル群Ｘ，Ｙ，Ｚへの電流を切換え制御して
いる。これについては後述する。
ホイル素子Ａ，Ｂ，Ｃが配置され、マグネツト３
の磁束密度を検出し、その出力にもとづいて３相
のコイル群Ｘ，Ｙ，Ｚへの電流を切換え制御して
いる。これについては後述する。
第４図に本実施例における駆動回路の回路結線
図を示す。同図において、Ｘ，Ｙ，Ｚは環状結線
（デルタ結線）された３相のコイル群、Ａ，Ｂ，
Ｃは位置検出用のホール素子（第２図）、２４，
２５，２６は第１の出力トランジスタ群、２７，
２８，２９は第２の出力トランジスタ群、２０は
コイルＸ，Ｙ，Ｚへの合成供給電流を検出するた
めの抵抗である。第１の出力トランジスタ２４，
２５，２６は一端（エミツタ側）が共通接続され
て、抵抗２０を介して側電源端子に接続され、
各出力端子（コレクタ端子）は環状結線されたコ
イルＸ，Ｙ，Ｚの各結接点に接続され、制御端子
（ベース端子）への電流によつて活性・不活性が
制御される。
図を示す。同図において、Ｘ，Ｙ，Ｚは環状結線
（デルタ結線）された３相のコイル群、Ａ，Ｂ，
Ｃは位置検出用のホール素子（第２図）、２４，
２５，２６は第１の出力トランジスタ群、２７，
２８，２９は第２の出力トランジスタ群、２０は
コイルＸ，Ｙ，Ｚへの合成供給電流を検出するた
めの抵抗である。第１の出力トランジスタ２４，
２５，２６は一端（エミツタ側）が共通接続され
て、抵抗２０を介して側電源端子に接続され、
各出力端子（コレクタ端子）は環状結線されたコ
イルＸ，Ｙ，Ｚの各結接点に接続され、制御端子
（ベース端子）への電流によつて活性・不活性が
制御される。
第２の出力トランジスタ２７，２８，２９は一
端（エミツタ側）が共通接続されて側電源端子
に接続され、各出力端子（コレクタ端子）が第１
のトランジスタ２４，２５，２６の各出力端子に
接続され、制御端子（ベース端子）への電流によ
つて活性・不活性が制御される。また、破線で囲
まれた部分２１はホイル素子Ａ，Ｂ，Ｃによつて
構成される位置検出器、２２はホイル素子Ａ，
Ｂ，Ｃの多出力に応動する第１の出力トランジス
タ群２４，２５，２６の通電を分配制御する第１
の分配制御器、２３はホイル素子Ａ，Ｂ，Ｃの各
出力に応動する第２の出力トランジスタ群２７，
２８，２９の通電を分配制御する第２の分配制御
器である。
端（エミツタ側）が共通接続されて側電源端子
に接続され、各出力端子（コレクタ端子）が第１
のトランジスタ２４，２５，２６の各出力端子に
接続され、制御端子（ベース端子）への電流によ
つて活性・不活性が制御される。また、破線で囲
まれた部分２１はホイル素子Ａ，Ｂ，Ｃによつて
構成される位置検出器、２２はホイル素子Ａ，
Ｂ，Ｃの多出力に応動する第１の出力トランジス
タ群２４，２５，２６の通電を分配制御する第１
の分配制御器、２３はホイル素子Ａ，Ｂ，Ｃの各
出力に応動する第２の出力トランジスタ群２７，
２８，２９の通電を分配制御する第２の分配制御
器である。
さらに、３０はロータ２の回転速度を検出し、
その速度に対応した指令電圧信号８４に変換する
速度検出器（周知の各種の構成が利用できる）、
３１と４５は電圧・電流変換器、３２はカレント
ミラー回路である。
その速度に対応した指令電圧信号８４に変換する
速度検出器（周知の各種の構成が利用できる）、
３１と４５は電圧・電流変換器、３２はカレント
ミラー回路である。
次に、その動作について説明する。電源電圧
VSに20Vが印加されると、速度検出器３０の指令
信号８４と直流電源３３の電圧値は電圧・電流変
換器３１にて比較され、その両者の差に応じた電
流が吸収される。
VSに20Vが印加されると、速度検出器３０の指令
信号８４と直流電源３３の電圧値は電圧・電流変
換器３１にて比較され、その両者の差に応じた電
流が吸収される。
第５図に電圧・電流変換器３１の構成例を示
す。同図において、信号８４と電源３３は差動ト
ランジスタ１０２，１０３のベース端子にそれぞ
れ印加され、その電圧差に応じて定電流源１０６
の電流値を各コレクタ側に分配する。このコレク
タ電流は、トランジスタ１０８，１０９のカレン
トミラー回路によつて比較・反転され、ベース接
地されたトランジスタ１１１を介して出力（電流
吸込）される。
す。同図において、信号８４と電源３３は差動ト
ランジスタ１０２，１０３のベース端子にそれぞ
れ印加され、その電圧差に応じて定電流源１０６
の電流値を各コレクタ側に分配する。このコレク
タ電流は、トランジスタ１０８，１０９のカレン
トミラー回路によつて比較・反転され、ベース接
地されたトランジスタ１１１を介して出力（電流
吸込）される。
電圧・電流変換器３１の出力は、カレントミラ
ー回路３２によつて電流反転され、トランジスタ
３６の出力は第１の分配制御器２２に供給されて
ダイオード４３と抵抗４４により電圧信号V1に
変換される。また、トランジスタ３７の出力は第
２の分配制御器２３に供給されて、ダイオード５
２，５３の抵抗５１によつて電圧信号V2に変換
される。
ー回路３２によつて電流反転され、トランジスタ
３６の出力は第１の分配制御器２２に供給されて
ダイオード４３と抵抗４４により電圧信号V1に
変換される。また、トランジスタ３７の出力は第
２の分配制御器２３に供給されて、ダイオード５
２，５３の抵抗５１によつて電圧信号V2に変換
される。
電圧信号V1と抵抗２０の電圧降下は電圧・電
流変換器４５にて比較され、その両者の差に応じ
た電流が出力（電流吸込）され、第１の差動回路
８１を構成するトランジスタ４８，４９，５０の
共通エミツタ電流として供給される。
流変換器４５にて比較され、その両者の差に応じ
た電流が出力（電流吸込）され、第１の差動回路
８１を構成するトランジスタ４８，４９，５０の
共通エミツタ電流として供給される。
第６図に電圧・電流変換器４５の構成例を示
す。同図において、トランジスタ１２０のベース
側に電圧信号V1が印加され、エミツタ側に抵抗
２０の電圧降下信号が印加され、その両者の差に
応じたコレクタ電流が流れ、トランジスタ１２２
と１２３によるカレントミラーによつて電流反転
され、第１の差動回路８１に供給される。
す。同図において、トランジスタ１２０のベース
側に電圧信号V1が印加され、エミツタ側に抵抗
２０の電圧降下信号が印加され、その両者の差に
応じたコレクタ電流が流れ、トランジスタ１２２
と１２３によるカレントミラーによつて電流反転
され、第１の差動回路８１に供給される。
差動回路８１のトランジスタ４８，４９，５０
の各ベース端子にはそれぞれホイル素子Ａ，Ｂ，
Ｃの出力電圧が印加され、そのベース電圧の差に
応じて共通エミツタ電流が各コレクタ電流に分配
され、ベース電圧の最も低いトランジスタのコレ
クタ電流が最も大きくなり、他のトランジスタの
コレクタ電流は零または略零となる。
の各ベース端子にはそれぞれホイル素子Ａ，Ｂ，
Ｃの出力電圧が印加され、そのベース電圧の差に
応じて共通エミツタ電流が各コレクタ電流に分配
され、ベース電圧の最も低いトランジスタのコレ
クタ電流が最も大きくなり、他のトランジスタの
コレクタ電流は零または略零となる。
トランジスタ４８，４９，５０の各コレクタ電
流は第１の出力トランジスタ群２４，２５，２６
の各ベース電流となり、電流増幅されてコイル
Ｘ，Ｙ，Ｚに供給される。
流は第１の出力トランジスタ群２４，２５，２６
の各ベース電流となり、電流増幅されてコイル
Ｘ，Ｙ，Ｚに供給される。
コイルＸ，Ｙ，Ｚへの供給電流は抵抗２０の電
圧降下として検出され、電圧・電流変換器４５に
入力される。
圧降下として検出され、電圧・電流変換器４５に
入力される。
これにより、電圧・電流変換器４５、第１の差
動回路８１、第１の出力トランジスタ群２４，２
５，２６および抵抗２０によつて第１の帰還ルー
プ（電流帰還ループ）が構成され、コイルＸ，
Ｙ，Ｚへの供給電流は確実に電圧信号V1（従つ
て、速度検出器３０の指令電圧信号８４）に対応
した電流値となしている。その結果、出力トラン
ジスタ２４，２５，２６のhFEのバラツキ等の影
響は著しく小さくなる。
動回路８１、第１の出力トランジスタ群２４，２
５，２６および抵抗２０によつて第１の帰還ルー
プ（電流帰還ループ）が構成され、コイルＸ，
Ｙ，Ｚへの供給電流は確実に電圧信号V1（従つ
て、速度検出器３０の指令電圧信号８４）に対応
した電流値となしている。その結果、出力トラン
ジスタ２４，２５，２６のhFEのバラツキ等の影
響は著しく小さくなる。
また、マグネツト３の回転に伴つてホイル素子
Ａ，Ｂ，Ｃの出力電圧が変化し、対応するコイル
に電流を供給するように、第１の出力トランジス
タ２４，２５，２６の通電を制御し、円滑に切換
えてゆく。なお、コンデンサ４６は上述の帰還ル
ープの位相補償（発振防止）につけている。
Ａ，Ｂ，Ｃの出力電圧が変化し、対応するコイル
に電流を供給するように、第１の出力トランジス
タ２４，２５，２６の通電を制御し、円滑に切換
えてゆく。なお、コンデンサ４６は上述の帰還ル
ープの位相補償（発振防止）につけている。
次に、第２の分配制御器と第２の出力トランジ
スタの動作について説明する。第２の分配制御器
２３は、第１の出力トランジスタ群２４，２５，
２６の通電状態にあるトランジスタの動作電圧と
基準の電圧信号V2を比較する検出・比較器８２
と、第２の差動回路８３によつて構成されてい
る。
スタの動作について説明する。第２の分配制御器
２３は、第１の出力トランジスタ群２４，２５，
２６の通電状態にあるトランジスタの動作電圧と
基準の電圧信号V2を比較する検出・比較器８２
と、第２の差動回路８３によつて構成されてい
る。
カレントミラー回路３２の出力は検出・比較器
８２に入力され、抵抗５１、ダイオード５２，５
３によつて第１の出力トランジスタ２４，２５，
２６の共通接続端子（エミツタ側）から所定電圧
値の基準電圧信号V2を発生する。
８２に入力され、抵抗５１、ダイオード５２，５
３によつて第１の出力トランジスタ２４，２５，
２６の共通接続端子（エミツタ側）から所定電圧
値の基準電圧信号V2を発生する。
検出トランジスタ５４，５５，５６の各エミツ
タ側は入力端子として基準電位点（信号V2の点）
に直流的に（直接または抵抗、ダイオード等を介
して）接続され、各ベース側は検出端子として第
１の出力トランジスタ２４，２５，２６の各出力
端子に直流的に接続されている。その結果、第１
の出力トランジスタ２４，２５，２６の通電状態
にあるトランジスタの動作電圧（VCEの絶対値）
と基準電圧信号V2よりもエミツタ・ベース間順
方向電圧（VBE≒0.7V）分小さくなると、対応す
る検出トランジスタが導通し、コレクタ側に電流
を出力する。
タ側は入力端子として基準電位点（信号V2の点）
に直流的に（直接または抵抗、ダイオード等を介
して）接続され、各ベース側は検出端子として第
１の出力トランジスタ２４，２５，２６の各出力
端子に直流的に接続されている。その結果、第１
の出力トランジスタ２４，２５，２６の通電状態
にあるトランジスタの動作電圧（VCEの絶対値）
と基準電圧信号V2よりもエミツタ・ベース間順
方向電圧（VBE≒0.7V）分小さくなると、対応す
る検出トランジスタが導通し、コレクタ側に電流
を出力する。
第７図に出力トランジスタ２７と２５が活性と
なつている場合の電流路を示す。その電流路は、
側電源端子→第２の出力トランジスタ２７→コ
イルＸ，Ｙ，Ｚ→第１の出力トランジスタ２５→
抵抗２０→側電源端子となり、通電状態にある
第１の出力トランジスタ２５の動作電圧（VCE）
が他の出力トランジスタ２４，２６の電圧
（VCE）よりも小さくなる。その結果、出力トラ
ンジスタ２５の動作電圧と基準電圧信号V2が検
出トランジスタ５５によつて比較され、その差に
応じたコレクタ電流が出力される。各検出トラン
ジスタ５４，５５，５６の出力電流は合成され
（コレクタ側を共通接続）、トランジスタ５９、ダ
イオード５７、抵抗５８，６０のカレントミラー
によつて反転・増幅され、第２の差動回路８３の
共通エミツタ電流として吸引される。
なつている場合の電流路を示す。その電流路は、
側電源端子→第２の出力トランジスタ２７→コ
イルＸ，Ｙ，Ｚ→第１の出力トランジスタ２５→
抵抗２０→側電源端子となり、通電状態にある
第１の出力トランジスタ２５の動作電圧（VCE）
が他の出力トランジスタ２４，２６の電圧
（VCE）よりも小さくなる。その結果、出力トラ
ンジスタ２５の動作電圧と基準電圧信号V2が検
出トランジスタ５５によつて比較され、その差に
応じたコレクタ電流が出力される。各検出トラン
ジスタ５４，５５，５６の出力電流は合成され
（コレクタ側を共通接続）、トランジスタ５９、ダ
イオード５７、抵抗５８，６０のカレントミラー
によつて反転・増幅され、第２の差動回路８３の
共通エミツタ電流として吸引される。
差動回路８３のトランジスタ６３，６４，６５
の各ベース端子にはホイル素子Ａ，Ｂ，Ｃの出力
が印加され、そのベース電圧に応じて共通エミツ
タ電流をコレクタ側に分配する。トランジスタ６
３，６４，６５の各コレクタ電流は第２の出力ト
ランジスタ２７，２８，２９の各ベース電流とな
り、コイルＸ，Ｙ，Ｚへの通電を切換え制御して
いる。
の各ベース端子にはホイル素子Ａ，Ｂ，Ｃの出力
が印加され、そのベース電圧に応じて共通エミツ
タ電流をコレクタ側に分配する。トランジスタ６
３，６４，６５の各コレクタ電流は第２の出力ト
ランジスタ２７，２８，２９の各ベース電流とな
り、コイルＸ，Ｙ，Ｚへの通電を切換え制御して
いる。
従つて、検出・比較器８２、第２の差動回路８
３、第２の出力トランジスタ２７，２８，２９と
コイルＸ，Ｙ，Ｚによつて第２の帰還ループが構
成され、第１の出力トランジスタ２４，２５，２
６の通電状態にあるトランジスタの動作電圧
（VCE）を能動領域内の所定の小さな電圧値に一
致させるように動作する。これについて説明すれ
ば、第１の出力トランジスタの動作電圧の減少
は、検出・比較器８２によつて検出・比較され
て、その吸込電流を大きくし、第２の出力トラン
ジスタのベース電流、従つて、そのコレクタ電流
を大きくなし、コイルＸ，Ｙ，Ｚへの供給電流を
大きくする。第１の出力トランジスタの出力電流
（吸込電流）は前述の第１の帰還ループの動作に
よつて一定となされているため、第２の出力トラ
ンジスタの出力電流が増大すると、コイルＸ，
Ｙ，Ｚでの電圧降下を大きくすると共に第１の出
力トランジスタの動作電圧を大きくする。その結
果、第１の出力トランジスタの動作電圧が一定ま
たは略一定となるように第２の出力トランジスタ
の通電が制御される。
３、第２の出力トランジスタ２７，２８，２９と
コイルＸ，Ｙ，Ｚによつて第２の帰還ループが構
成され、第１の出力トランジスタ２４，２５，２
６の通電状態にあるトランジスタの動作電圧
（VCE）を能動領域内の所定の小さな電圧値に一
致させるように動作する。これについて説明すれ
ば、第１の出力トランジスタの動作電圧の減少
は、検出・比較器８２によつて検出・比較され
て、その吸込電流を大きくし、第２の出力トラン
ジスタのベース電流、従つて、そのコレクタ電流
を大きくなし、コイルＸ，Ｙ，Ｚへの供給電流を
大きくする。第１の出力トランジスタの出力電流
（吸込電流）は前述の第１の帰還ループの動作に
よつて一定となされているため、第２の出力トラ
ンジスタの出力電流が増大すると、コイルＸ，
Ｙ，Ｚでの電圧降下を大きくすると共に第１の出
力トランジスタの動作電圧を大きくする。その結
果、第１の出力トランジスタの動作電圧が一定ま
たは略一定となるように第２の出力トランジスタ
の通電が制御される。
このような第２の帰還ループを施すならば、第
２の差動回路８３、および第２の出力トランジス
タ２７，２８，２９の動作が安定し、位置検出器
２１の出力に応動する通電トランジスタの切換え
が確実かつ円滑に行なわれる。
２の差動回路８３、および第２の出力トランジス
タ２７，２８，２９の動作が安定し、位置検出器
２１の出力に応動する通電トランジスタの切換え
が確実かつ円滑に行なわれる。
また、基準電圧信号V2の値は電源電圧VS＝
20Vよりも十分に小さく設定でき、第１の出力ト
ランジスタの通電時の動作電圧は能動領域内の小
さな値に制御されているために、コイルＸ，Ｙ，
Ｚへの供給電圧の最大値を十分大きくとれる。
20Vよりも十分に小さく設定でき、第１の出力ト
ランジスタの通電時の動作電圧は能動領域内の小
さな値に制御されているために、コイルＸ，Ｙ，
Ｚへの供給電圧の最大値を十分大きくとれる。
なお、コンデンサ６１は第２の帰還ループの位
置補償（発振防止）用であり、第２の出力トラン
ジスタ２７，２８，２９に並列接続されたコンデ
ンサ６６，６８，７０と抵抗６７，６９，７１の
直列回路は電流路の切換えに伴うスパイク状電圧
を低減するものである。
置補償（発振防止）用であり、第２の出力トラン
ジスタ２７，２８，２９に並列接続されたコンデ
ンサ６６，６８，７０と抵抗６７，６９，７１の
直列回路は電流路の切換えに伴うスパイク状電圧
を低減するものである。
次に、第１図〜第４図に示した実施例の通電動
作および発生トルクについて、第８図（マグネツ
トとコイルの関係図）、第９図（動作説明波形図）
および第１０図（電流路の切換図）を参照して説
明する。
作および発生トルクについて、第８図（マグネツ
トとコイルの関係図）、第９図（動作説明波形図）
および第１０図（電流路の切換図）を参照して説
明する。
第８図はマグネツト３とコイルX1の関係を表
わした図である。一般に、発生トルクは電流と磁
束密度の積に比例する（フレミングの法則）。第
８図のコイルX1に電流ｉを流した場合を考える
と、コイルX1の両端の有効コイル辺（径方向に
伸びたる部分）では電流の向きが逆になるから、
その発生トルクτは τ＝ｋ・ｉ｛Ｂ（θ）−Ｂ（θ＋α）｝ ……(1) となる。ここに、ｋは比例定数であり、θはマグ
ネツト３の一点Ｒとステータの一点Ｑを回転中心
Ｏより見た回転角度（電気角）であり、αはコイ
ルX1の実効ピツチ（有効コイル辺の中心ピツチ
を電気角で表わしたもの）である。
わした図である。一般に、発生トルクは電流と磁
束密度の積に比例する（フレミングの法則）。第
８図のコイルX1に電流ｉを流した場合を考える
と、コイルX1の両端の有効コイル辺（径方向に
伸びたる部分）では電流の向きが逆になるから、
その発生トルクτは τ＝ｋ・ｉ｛Ｂ（θ）−Ｂ（θ＋α）｝ ……(1) となる。ここに、ｋは比例定数であり、θはマグ
ネツト３の一点Ｒとステータの一点Ｑを回転中心
Ｏより見た回転角度（電気角）であり、αはコイ
ルX1の実効ピツチ（有効コイル辺の中心ピツチ
を電気角で表わしたもの）である。
第２図に示すように、コイルX1とX2が電気的
に同相におかれ、そのコイルX1とX2を直列また
は並列に接続して第１相のコイル群Ｘを形成し、
各コイルX1，X2の実効ピツチαをマグネツト３
の１磁極ピツチ180゜el（の奇数倍）に等しくまた
は略等しくなしている。また、第２相のコイル群
Ｙは第１相のコイル群Ｘと電気的に120゜elの位相
差を有して配置され、第３相のコイル群Ｚは第２
相のコイル群Ｙと120゜elの位相差を有して配置さ
れている。さらに、マグネツト３のＮ極、Ｓ極の
発生する磁束密度Ｂ（φ）は第３図に示すように
60゜elの平担部分を有する台形波状の分布となつ
ている。従つて、各相のコイルＸ，Ｙ，Ｚに電流
IX，IY，IZを供給するときの各相のコイルＸ，Ｙ，
ＺによるトルクτX，τY，τZはそれぞれ τX＝K1・IX ・｛Ｂ（θ）−Ｂ（θ＋180゜el｝ ……(2) τY＝K1・IY・｛Ｂ（θ＋120゜el） −Ｂ（θ＋300゜el）｝ ……(3) τZ＝K1・IZ・｛Ｂ（θ＋240゜el） −Ｂ（θ＋420゜el）｝ ……(4) となり、その合成発生トルクＴは Ｔ＝τX＋τY＋τZ ……(5) となる。
に同相におかれ、そのコイルX1とX2を直列また
は並列に接続して第１相のコイル群Ｘを形成し、
各コイルX1，X2の実効ピツチαをマグネツト３
の１磁極ピツチ180゜el（の奇数倍）に等しくまた
は略等しくなしている。また、第２相のコイル群
Ｙは第１相のコイル群Ｘと電気的に120゜elの位相
差を有して配置され、第３相のコイル群Ｚは第２
相のコイル群Ｙと120゜elの位相差を有して配置さ
れている。さらに、マグネツト３のＮ極、Ｓ極の
発生する磁束密度Ｂ（φ）は第３図に示すように
60゜elの平担部分を有する台形波状の分布となつ
ている。従つて、各相のコイルＸ，Ｙ，Ｚに電流
IX，IY，IZを供給するときの各相のコイルＸ，Ｙ，
ＺによるトルクτX，τY，τZはそれぞれ τX＝K1・IX ・｛Ｂ（θ）−Ｂ（θ＋180゜el｝ ……(2) τY＝K1・IY・｛Ｂ（θ＋120゜el） −Ｂ（θ＋300゜el）｝ ……(3) τZ＝K1・IZ・｛Ｂ（θ＋240゜el） −Ｂ（θ＋420゜el）｝ ……(4) となり、その合成発生トルクＴは Ｔ＝τX＋τY＋τZ ……(5) となる。
(2)，(3)，(4)式より各相のコイルＸ，Ｙ，Ｚによ
る発生トルクは、コイルの実効ピツチ両端におけ
る有効コイル辺での磁束密度の差に比例すること
がわかる。第９図ａにその磁束密度差の回転角度
に対する変化を示す。各コイルの実効ピツチを
180゜el（の奇数倍）となしていることから、マグ
ネツト３の磁束密度分布と相似または略相似の波
形とり、60゜elの平担部分を有する台形波または
略台形波状の波形となる。また、コイルＸ，Ｙ，
Ｚではそれぞれ120゜elの位相差を有するようにな
る。
る発生トルクは、コイルの実効ピツチ両端におけ
る有効コイル辺での磁束密度の差に比例すること
がわかる。第９図ａにその磁束密度差の回転角度
に対する変化を示す。各コイルの実効ピツチを
180゜el（の奇数倍）となしていることから、マグ
ネツト３の磁束密度分布と相似または略相似の波
形とり、60゜elの平担部分を有する台形波または
略台形波状の波形となる。また、コイルＸ，Ｙ，
Ｚではそれぞれ120゜elの位相差を有するようにな
る。
ホイル素子Ａ，Ｂ，Ｃは、それぞれコイルX1，
Y1，Z1の中心におかれ（第２図）、それぞれの位
置における磁束密度に比例したホイル電圧を出力
する。従つて、第９図ｂに示すように、磁束密度
Ｂ（φ）の分布に相似した３相の台形波状の電圧
波状を出力する。
Y1，Z1の中心におかれ（第２図）、それぞれの位
置における磁束密度に比例したホイル電圧を出力
する。従つて、第９図ｂに示すように、磁束密度
Ｂ（φ）の分布に相似した３相の台形波状の電圧
波状を出力する。
第９図ｂに示されたごとき３相のホイル電圧に
もとづいて、第４図の駆動回路によりコイルＸ，
Ｙ，Ｚへの電流路を切換えると、この電流路はロ
ータの回路に伴つて第１０図〜のように切換
わつていく。すなわち、UA，UB，UCをそれぞれ
ホイル素子Ａ，Ｂ，Ｃの出力電圧とすると、 UA，UB，UCの領域（第１０図） 第１の出力トランジスタ２６と第２の出力ト
ランジスタ２８が活性となる。このとき、各相
のコイルＸ，Ｙ，Ｚの抵抗は等しい（または略
等しい）ため、コイルへの合成供給電流Itはコ
イルＹにIY＝−21t／３、コイルＸとＺに IX＝IZ＝It／３と分流する（逆起電圧を無視
した場合）。ここに、IX，IY，IZは第１０図の
（基本）の向きを正方向とする。
もとづいて、第４図の駆動回路によりコイルＸ，
Ｙ，Ｚへの電流路を切換えると、この電流路はロ
ータの回路に伴つて第１０図〜のように切換
わつていく。すなわち、UA，UB，UCをそれぞれ
ホイル素子Ａ，Ｂ，Ｃの出力電圧とすると、 UA，UB，UCの領域（第１０図） 第１の出力トランジスタ２６と第２の出力ト
ランジスタ２８が活性となる。このとき、各相
のコイルＸ，Ｙ，Ｚの抵抗は等しい（または略
等しい）ため、コイルへの合成供給電流Itはコ
イルＹにIY＝−21t／３、コイルＸとＺに IX＝IZ＝It／３と分流する（逆起電圧を無視
した場合）。ここに、IX，IY，IZは第１０図の
（基本）の向きを正方向とする。
UB，UA，UCの領域（第１０図）
第１の出力トランジスタ２６と第２の出力ト
ランジスタ２７が活性となる。
ランジスタ２７が活性となる。
UB，UC，UAの領域（第１０図）
第１の出力トランジスタ２５と第２の出力ト
ランジスタ２７が活性となる。
ランジスタ２７が活性となる。
UC，UB，UAの領域（第１０図）
第１の出力トランジスタ２５と第２の出力ト
ランジスタ２９が活性となる。
ランジスタ２９が活性となる。
UC，UA，UBの領域（第１０図）
第１の出力トランジスタ２４と第２の出力ト
ランジスタ２９が活性となる。
ランジスタ２９が活性となる。
UA，UC，UBの領域（第１０図）
第１の出力トランジスタ２４と第２の出力ト
ランジスタ２８が活性となる。
ランジスタ２８が活性となる。
次に、にもどり、順次これを繰り返してい
く。その結果、マグネツト３の回転に伴つて各相
のコイルＸ，Ｙ，Ｚへの電流IX，IY，IZは、第９
図ｃ，ｄ，ｅに示すように変化していく（逆起電
圧の影響を無視した場合）。
く。その結果、マグネツト３の回転に伴つて各相
のコイルＸ，Ｙ，Ｚへの電流IX，IY，IZは、第９
図ｃ，ｄ，ｅに示すように変化していく（逆起電
圧の影響を無視した場合）。
いま、の状態の発生トルクを考えると、(2)，
(3)，(4)式よりτX，τY，τZは第９図ｆとなり、その
合成発生トルクＴは完全に一定となる。他の状態
（、、、、）も同様に一定となる。
(3)，(4)式よりτX，τY，τZは第９図ｆとなり、その
合成発生トルクＴは完全に一定となる。他の状態
（、、、、）も同様に一定となる。
モータのトルクリツプルは、供給電流Itを一定
としたときの発生トルクの場所的な（回転角度に
応じた）変動であるが、本発明のブラシレス直流
モータではその発生トルクが均一（第９図ｆ）と
なり、トルクリツプルは零である。
としたときの発生トルクの場所的な（回転角度に
応じた）変動であるが、本発明のブラシレス直流
モータではその発生トルクが均一（第９図ｆ）と
なり、トルクリツプルは零である。
次に、ロータの回転に伴つてコイルＸ，Ｙ，Ｚ
に誘起される逆起電圧の影響について説明する。
モータコイルに発生する逆起電圧は、ロータの回
転速度Ｎと有効コイル辺における磁束密度の積に
比例する（フレミングの法則）。従つて、本実施
例のごとき構成では、コイルＸ，Ｙ，Ｚは誘起さ
れる逆起電圧eX，eY，eZは、 eX＝K2・Ｎ・｛Ｂ（θ） ・−Ｂ（θ＋180゜el）｝ ……(6) eY＝K2・Ｎ・｛Ｂ（θ＋120゜el） −Ｂ（θ＋300゜el）｝ ……(7) eZ＝K2・Ｎ・｛Ｂ（θ＋240゜el） −Ｂ（θ＋420゜el）｝ ……(8) となり、速度Ｎを一定とすれば（K2は比例定
数）、各相のコイルＸ，Ｙ，Ｚの実効ピツチ両端
の磁束密度差に比例する。すなわち、第９図ａの
磁束密度差の波形と相似した波形（60゜elの平坦
部分を有する台形波もしくは台形波状の波形）の
３相の逆起電圧eX，eY，eZが生じる。
に誘起される逆起電圧の影響について説明する。
モータコイルに発生する逆起電圧は、ロータの回
転速度Ｎと有効コイル辺における磁束密度の積に
比例する（フレミングの法則）。従つて、本実施
例のごとき構成では、コイルＸ，Ｙ，Ｚは誘起さ
れる逆起電圧eX，eY，eZは、 eX＝K2・Ｎ・｛Ｂ（θ） ・−Ｂ（θ＋180゜el）｝ ……(6) eY＝K2・Ｎ・｛Ｂ（θ＋120゜el） −Ｂ（θ＋300゜el）｝ ……(7) eZ＝K2・Ｎ・｛Ｂ（θ＋240゜el） −Ｂ（θ＋420゜el）｝ ……(8) となり、速度Ｎを一定とすれば（K2は比例定
数）、各相のコイルＸ，Ｙ，Ｚの実効ピツチ両端
の磁束密度差に比例する。すなわち、第９図ａの
磁束密度差の波形と相似した波形（60゜elの平坦
部分を有する台形波もしくは台形波状の波形）の
３相の逆起電圧eX，eY，eZが生じる。
いま、第９図および第１０図のの状態を例に
とり考えると、第１１図に示すように合成電流It
はi1とi2に分流する。ここに、各相のコイル抵抗
をｒとする。このとき、電圧・電流関係式 ｒ・i1＋eX＝2r・i2−（eY＋eZ） ……(9) i1＋i2＝It ……(10) が成立する。
とり考えると、第１１図に示すように合成電流It
はi1とi2に分流する。ここに、各相のコイル抵抗
をｒとする。このとき、電圧・電流関係式 ｒ・i1＋eX＝2r・i2−（eY＋eZ） ……(9) i1＋i2＝It ……(10) が成立する。
逆起電圧eX，eY，eZは第９図ａのように変化す
るから、ロータのどの位置においても eX，eY，eZ＝０ ……(11) となる。すなわち、環状結線された３相のコイル
Ｘ，Ｙ，Ｚに生じる逆起電圧eX，eY，eZによるル
ープ電圧は常に零となり、環状電流は流れない。
るから、ロータのどの位置においても eX，eY，eZ＝０ ……(11) となる。すなわち、環状結線された３相のコイル
Ｘ，Ｙ，Ｚに生じる逆起電圧eX，eY，eZによるル
ープ電圧は常に零となり、環状電流は流れない。
従つて、(9)、(10)、(11)式より
i1＝2It／３ ……(12)
i2＝It／３ ……(13)
となる。同様に、第１０図の、、、、
においても、(11)式が成立し、逆起電圧による影響
は発生しないために、ロータが高速回転している
場合の各相のコイルＸ，Ｙ，Ｚへの電流IX，IY，
IZは第９図ｃ，ｄ，ｅとなり、この発生トルクＴ
は均一となる。
においても、(11)式が成立し、逆起電圧による影響
は発生しないために、ロータが高速回転している
場合の各相のコイルＸ，Ｙ，Ｚへの電流IX，IY，
IZは第９図ｃ，ｄ，ｅとなり、この発生トルクＴ
は均一となる。
このように、本発明のブラシレス直流モータ
は、どの回転速度においても発生トルクが均一
（トルクリツプルが零）であり、トルク変動や振
動の少ないものである。これは、各相のコイル
Ｘ，Ｙ，Ｚに生じる逆起電圧の波形を60゜elの平
坦部分を有する台形波または台形波状の波形とな
すことにより、３相の逆起電圧eX，eY，eZの和を
常に零となし、その和電圧（eX＋eY＋eZ）にもと
づく環状電流を零となしている点と、60゜el毎に
電流路を切換えて逆起電圧の平坦な部分となる相
のコイルに大きな電流（2It／３）を分流し、他
の２相のコイルを直列として小さな電流（It／
３）を分流させるようにしていることにより得ら
れている。このようなモータは、各相のコイルの
有効コイル辺の実効ピツチをマグネツトの１磁極
ピツチ（180゜el）の奇数倍となし、かつマグネツ
トの発生する磁束密度の分布でＮ極、Ｓ極の強い
平坦部分のピツチが60゜elの台形波もしくは台形
波状の波形となすことにより容易に実現できる。
このようにするならば、マグネツトのＮ極、Ｓ極
の発生磁束密度の最も強い部分の平坦部分が
60゜elと１磁極ピツチ（180゜el）の３分の１で良
く、単一の円板状マグネツト（または円環状マグ
ネツト）に簡単に着磁形成できると共に、マグネ
ツトと鉄板（または鉄心）の間のギヤツプが広い
場合でも容易に実現できる。
は、どの回転速度においても発生トルクが均一
（トルクリツプルが零）であり、トルク変動や振
動の少ないものである。これは、各相のコイル
Ｘ，Ｙ，Ｚに生じる逆起電圧の波形を60゜elの平
坦部分を有する台形波または台形波状の波形とな
すことにより、３相の逆起電圧eX，eY，eZの和を
常に零となし、その和電圧（eX＋eY＋eZ）にもと
づく環状電流を零となしている点と、60゜el毎に
電流路を切換えて逆起電圧の平坦な部分となる相
のコイルに大きな電流（2It／３）を分流し、他
の２相のコイルを直列として小さな電流（It／
３）を分流させるようにしていることにより得ら
れている。このようなモータは、各相のコイルの
有効コイル辺の実効ピツチをマグネツトの１磁極
ピツチ（180゜el）の奇数倍となし、かつマグネツ
トの発生する磁束密度の分布でＮ極、Ｓ極の強い
平坦部分のピツチが60゜elの台形波もしくは台形
波状の波形となすことにより容易に実現できる。
このようにするならば、マグネツトのＮ極、Ｓ極
の発生磁束密度の最も強い部分の平坦部分が
60゜elと１磁極ピツチ（180゜el）の３分の１で良
く、単一の円板状マグネツト（または円環状マグ
ネツト）に簡単に着磁形成できると共に、マグネ
ツトと鉄板（または鉄心）の間のギヤツプが広い
場合でも容易に実現できる。
すなわち、スロツトレス形やコアレス形のブラ
シレス直流モータに好適である。しかし、本発明
はそのような場合に限らず、コア・スロツト付の
ブラシレス直流モータでも構成できる（これにつ
いては後述する）。
シレス直流モータに好適である。しかし、本発明
はそのような場合に限らず、コア・スロツト付の
ブラシレス直流モータでも構成できる（これにつ
いては後述する）。
さらに、前述の実施例では、第１の出力トラン
ジスタの通電時の動作電圧を検出し、その電圧が
所定の値となるように第２の出力トランジスタを
制御（第２の帰還ループ）しているために、安
定、確実かつ、なめらかな電流の切換えができ
る。さらに、第１の出力トランジスタ２４，２
５，２６の通電電流を検出して電圧信号V1に対
応した電流を流すようにしているために（第１の
帰還ループ）、第１の出力トランジスタの電流の
切換えが安定、確実かつ、なめらかになり、その
動作電圧の検出が容易かつ確実となる。
ジスタの通電時の動作電圧を検出し、その電圧が
所定の値となるように第２の出力トランジスタを
制御（第２の帰還ループ）しているために、安
定、確実かつ、なめらかな電流の切換えができ
る。さらに、第１の出力トランジスタ２４，２
５，２６の通電電流を検出して電圧信号V1に対
応した電流を流すようにしているために（第１の
帰還ループ）、第１の出力トランジスタの電流の
切換えが安定、確実かつ、なめらかになり、その
動作電圧の検出が容易かつ確実となる。
また、入力端子側を直流的に基準電圧信号V2
の電位点に接続し、各検出端子側を直流的に第１
の出力トランジスタ２４，２５，２６の各出力端
子に接続したPNP形の検出トランジスタ５４，
５５，５６を使用しているために、第１の出力ト
ランジスタ２４，２５，２６の動作電圧の検出に
必要とされる素子は、トランジスタ５４，５５，
５６，５９、ダイオード５２，５３，５７、抵抗
５１，５８，６０となり、単一のシリコン・チツ
プ上に集積回路（IC）以できる。その結果、第
４図の駆動回路部分をワンチツプ集積回路にて構
成する場合に、外付部品が少なくなり製造が著し
く容易となると共に、その検出特性も相関のバラ
ツキが小さくなり、検出に必要な電流も小さくて
良い。
の電位点に接続し、各検出端子側を直流的に第１
の出力トランジスタ２４，２５，２６の各出力端
子に接続したPNP形の検出トランジスタ５４，
５５，５６を使用しているために、第１の出力ト
ランジスタ２４，２５，２６の動作電圧の検出に
必要とされる素子は、トランジスタ５４，５５，
５６，５９、ダイオード５２，５３，５７、抵抗
５１，５８，６０となり、単一のシリコン・チツ
プ上に集積回路（IC）以できる。その結果、第
４図の駆動回路部分をワンチツプ集積回路にて構
成する場合に、外付部品が少なくなり製造が著し
く容易となると共に、その検出特性も相関のバラ
ツキが小さくなり、検出に必要な電流も小さくて
良い。
また、前述の実施例では、第１の出力トランジ
スタ２４，２５，２６の動作電圧と比較する基準
電圧信号V2を指令電圧信号８４に応動して変化
させ、コイルＸ，Ｙ，Ｚへの供給電流（すなわ
ち、第１の出力トランジスタの通電電流）が大き
い時には信号V2を大きくし、供給電流の小さい
ときには信号V2を小さくしている。これにより、
第１の出力トランジスタ２４，２５，２６の通電
状態にあるトランジスタの動作電圧（VCE）が、
その通電電流の大小にかかわらず確実に能動領域
内の（小さな）電圧値となるように第２の出力ト
ランジスタ２７，２８，２９の通電電流が制御さ
れる。すなわち、通電電流の増加に伴つてトラン
ジスタの飽和領域（飽和電圧）が増大するが、基
準電圧信号V2を連動変化させて同程度もしくは
それ以上に増大させることにより、第１の出力ト
ランジスタが飽和領域に至る前に検出、比較し、
第２の出力トランジスタを制御している。これに
より、第２の帰還ループの動作が安定する。
スタ２４，２５，２６の動作電圧と比較する基準
電圧信号V2を指令電圧信号８４に応動して変化
させ、コイルＸ，Ｙ，Ｚへの供給電流（すなわ
ち、第１の出力トランジスタの通電電流）が大き
い時には信号V2を大きくし、供給電流の小さい
ときには信号V2を小さくしている。これにより、
第１の出力トランジスタ２４，２５，２６の通電
状態にあるトランジスタの動作電圧（VCE）が、
その通電電流の大小にかかわらず確実に能動領域
内の（小さな）電圧値となるように第２の出力ト
ランジスタ２７，２８，２９の通電電流が制御さ
れる。すなわち、通電電流の増加に伴つてトラン
ジスタの飽和領域（飽和電圧）が増大するが、基
準電圧信号V2を連動変化させて同程度もしくは
それ以上に増大させることにより、第１の出力ト
ランジスタが飽和領域に至る前に検出、比較し、
第２の出力トランジスタを制御している。これに
より、第２の帰還ループの動作が安定する。
第１２図に本発明のブラシレス直流モータに使
用される駆動回路の他の構成例を示す。なお、同
図において、第４図の駆動回路で説明したものと
同一の機能を有する部品については同一の符号を
付した。第１２図において、２１は位置検出器、
２２は第１の分配制御器、２３は第２の分配制御
器、２４，２５，２６は第１の出力トランジス
タ、２７，２８，２９は第２の出力トランジス
タ、３０は速度検出器、３１，４５は電圧・電流
変換器、３２はカレントミラー回路、８１は第１
の差動回路、８３は第２の差動回路である。
用される駆動回路の他の構成例を示す。なお、同
図において、第４図の駆動回路で説明したものと
同一の機能を有する部品については同一の符号を
付した。第１２図において、２１は位置検出器、
２２は第１の分配制御器、２３は第２の分配制御
器、２４，２５，２６は第１の出力トランジス
タ、２７，２８，２９は第２の出力トランジス
タ、３０は速度検出器、３１，４５は電圧・電流
変換器、３２はカレントミラー回路、８１は第１
の差動回路、８３は第２の差動回路である。
第１の出力トランジスタ２４，２５，２６、抵
抗２０、電圧・電流変換器４５、第１の差動回路
８１にて第１の帰還ループ（電流帰還ループ）が
構成され、指令電圧信号８４に対応した電流が位
置検出器２１のホイル素子Ａ，Ｂ，Ｃにて選択さ
れた出力トランジスタを介してコイルＸ，Ｙ，Ｚ
に供給される。
抗２０、電圧・電流変換器４５、第１の差動回路
８１にて第１の帰還ループ（電流帰還ループ）が
構成され、指令電圧信号８４に対応した電流が位
置検出器２１のホイル素子Ａ，Ｂ，Ｃにて選択さ
れた出力トランジスタを介してコイルＸ，Ｙ，Ｚ
に供給される。
第２の分配制御器２３の検出・比較器９０は、
第２の出力トランジスタ２７，２８，２９の通電
状態のトランジスタの動作電圧とダイオード１３
２，１３３、抵抗１３４に生じる基準電圧信号
V3を検出トランジスタ１３６，１３８，１４０
によつて比較、検出して、その出力信号をトラン
ジスタ１４５，１４６の差動回路によつてさらに
基準電圧信号と比較して、トランジスタ１４６の
コレクタ側より出力し、第２の差動回路８３の共
通エミツタ電流として供給している。第２の差動
回路８３のトランジスタ６３，６４，６５は位置
検出器２１のホイル素子Ａ，Ｂ，Ｃの出力に応動
して活性、不活性が切換わり、第２の出力トラン
ジスタ２７，２８，２９の通電を制御している。
すなわち、検出・比較器９０、第２の差動回路８
３、第２の出力トランジスタ２７，２８，２９に
よつて第２の帰還ループを構成し、第２の出力ト
ランジスタの通電状態のトランジスタの動作電圧
を検出して、その電圧が能動領域内の小さな値と
なるように第２の出力トランジスタの通電電流を
制御している。
第２の出力トランジスタ２７，２８，２９の通電
状態のトランジスタの動作電圧とダイオード１３
２，１３３、抵抗１３４に生じる基準電圧信号
V3を検出トランジスタ１３６，１３８，１４０
によつて比較、検出して、その出力信号をトラン
ジスタ１４５，１４６の差動回路によつてさらに
基準電圧信号と比較して、トランジスタ１４６の
コレクタ側より出力し、第２の差動回路８３の共
通エミツタ電流として供給している。第２の差動
回路８３のトランジスタ６３，６４，６５は位置
検出器２１のホイル素子Ａ，Ｂ，Ｃの出力に応動
して活性、不活性が切換わり、第２の出力トラン
ジスタ２７，２８，２９の通電を制御している。
すなわち、検出・比較器９０、第２の差動回路８
３、第２の出力トランジスタ２７，２８，２９に
よつて第２の帰還ループを構成し、第２の出力ト
ランジスタの通電状態のトランジスタの動作電圧
を検出して、その電圧が能動領域内の小さな値と
なるように第２の出力トランジスタの通電電流を
制御している。
このような構成であつても、前述の第９図ｃ，
ｄ，ｅに示した電流の供給がなされ、発生トルク
は均一となる。
ｄ，ｅに示した電流の供給がなされ、発生トルク
は均一となる。
第１３図に本発明のブラシレス直流モータに使
用される駆動回路の別の例を示す。本駆動回路
は、直流電源から可変出力の直流電圧を得るスイ
ツチング方式の電圧変換を介してモータコイルに
給電することにより、出力トランジスタのコレク
タ損失を著しく低減したものである。
用される駆動回路の別の例を示す。本駆動回路
は、直流電源から可変出力の直流電圧を得るスイ
ツチング方式の電圧変換を介してモータコイルに
給電することにより、出力トランジスタのコレク
タ損失を著しく低減したものである。
同図において、２００は直流電源、破線にて囲
まれた部分２０１は直流電源２００とコイルＸ，
Ｙ，Ｚの間に挿入されたスイツチング方式の電圧
変換器、２０２はホイル素子Ａ，Ｂ，Ｃにより構
成された位置検出器、２０３は位置検出器２０２
の出力に応動してコイルＸ，Ｙ，Ｚへの電流路を
制御する分配器である。また、第１のスイツチト
ランジスタ２０４，２０５，２０６は、電圧変換
器２０１の負極側出力端子に一端（エミツタ側）
が共通接続され、各出力端子（コレクタ側）が環
状結線された３相のコイルＸ，Ｙ，Ｚの結接点に
接続され、その制御端子（ベース側）への電流を
分配器２０３により制御され、オン・オフ動作す
る。
まれた部分２０１は直流電源２００とコイルＸ，
Ｙ，Ｚの間に挿入されたスイツチング方式の電圧
変換器、２０２はホイル素子Ａ，Ｂ，Ｃにより構
成された位置検出器、２０３は位置検出器２０２
の出力に応動してコイルＸ，Ｙ，Ｚへの電流路を
制御する分配器である。また、第１のスイツチト
ランジスタ２０４，２０５，２０６は、電圧変換
器２０１の負極側出力端子に一端（エミツタ側）
が共通接続され、各出力端子（コレクタ側）が環
状結線された３相のコイルＸ，Ｙ，Ｚの結接点に
接続され、その制御端子（ベース側）への電流を
分配器２０３により制御され、オン・オフ動作す
る。
第２のスイツチトランジスタ２０７，２０８，
２０９は、電圧変換器２０１の正極側出力端子に
一端（コレクタ側）が共通接続され、各出力端子
（エミツタ側）が第１のスイツチトランジスタ２
０４，２０５，２０６の各出力端子に接続され、
その制御端子（ベース側）への電流を分配器２０
３により制御され、オン・オフ動作する。
２０９は、電圧変換器２０１の正極側出力端子に
一端（コレクタ側）が共通接続され、各出力端子
（エミツタ側）が第１のスイツチトランジスタ２
０４，２０５，２０６の各出力端子に接続され、
その制御端子（ベース側）への電流を分配器２０
３により制御され、オン・オフ動作する。
次に、その動作について説明する。マグネツト
３（第１図参照）の回転速度を速度検出器２１０
にて検出し、その回転速度に応じた電圧信号Vd
を出力する。速度検出器２１０の出力電圧Vdに
応じて、電圧変換器２０１のスイツチング制御器
２２２はスイツチングトランジスタ２２１をオ
ン・オフさせ、そのオン時間比率は（オン時間／
オン・オフ周期時間）を制御している。スイツチ
ング制御器２２２は、たとえば三角波発生器とコ
ンパレータ等によつて構成され（周知の各種の構
成が利用できる）、入力された電圧に対応したデ
ユーテイ比のパルス信号を作り、スイツチングト
ランジスタ２２１をオン・オフ制御する。スイツ
チングトランジスタ２２１による出力パルス電圧
はダイオード２２３、インダクタンス素子２２
４、コンデンサ２２５にて平滑化され、電圧変換
器２０１の出力電圧VCはスイツチングトランジ
スタ２２１のオン時間比率に対応した値、すなわ
ち、速度検出器２１０の出力電圧Vdに対応した
値となる。
３（第１図参照）の回転速度を速度検出器２１０
にて検出し、その回転速度に応じた電圧信号Vd
を出力する。速度検出器２１０の出力電圧Vdに
応じて、電圧変換器２０１のスイツチング制御器
２２２はスイツチングトランジスタ２２１をオ
ン・オフさせ、そのオン時間比率は（オン時間／
オン・オフ周期時間）を制御している。スイツチ
ング制御器２２２は、たとえば三角波発生器とコ
ンパレータ等によつて構成され（周知の各種の構
成が利用できる）、入力された電圧に対応したデ
ユーテイ比のパルス信号を作り、スイツチングト
ランジスタ２２１をオン・オフ制御する。スイツ
チングトランジスタ２２１による出力パルス電圧
はダイオード２２３、インダクタンス素子２２
４、コンデンサ２２５にて平滑化され、電圧変換
器２０１の出力電圧VCはスイツチングトランジ
スタ２２１のオン時間比率に対応した値、すなわ
ち、速度検出器２１０の出力電圧Vdに対応した
値となる。
電圧変換器２０１の出力電圧VCは、第１のス
イツチトランジスタ２０４，２０５，２０６およ
び第２のスイツチトランジスタ２０７，２０８，
２０９を介して３相のコイルＸ，Ｙ，Ｚに印加さ
れる。
イツチトランジスタ２０４，２０５，２０６およ
び第２のスイツチトランジスタ２０７，２０８，
２０９を介して３相のコイルＸ，Ｙ，Ｚに印加さ
れる。
マグネツト３の回転位置を位置検出器２０２に
て検出し、その位置に応じた電圧信号を分配器２
０３に入力する。分配器２０３は、電流供給器２
１１と第１の差動回路２１２と第２の差動回路２
１３とカレントミラー回路２１４，２１５，２１
６によつて構成され、第１および第２の差動回路
２１２，２１３のトランジスタ２３８，２３９，
２４０，２４１，２４２，２４３の各ベース端子
には、それぞれ位置検出器２０２の出力電圧が印
加されている。
て検出し、その位置に応じた電圧信号を分配器２
０３に入力する。分配器２０３は、電流供給器２
１１と第１の差動回路２１２と第２の差動回路２
１３とカレントミラー回路２１４，２１５，２１
６によつて構成され、第１および第２の差動回路
２１２，２１３のトランジスタ２３８，２３９，
２４０，２４１，２４２，２４３の各ベース端子
には、それぞれ位置検出器２０２の出力電圧が印
加されている。
電流供給器２１１は第１および第２の差動回路
２１２，２１３に共通エミツタ電流を供給してい
る。第１の差動回路２１２はトランジスタ２３
８，２３９，２４０のベース電圧（位置検出器２
０２の出力）に応動して１個のトランジスタが活
性となり、共通エミツタ電流をコレクタ側に分配
する。トランジスタ２３８，２３９，２４０の各
コレクタ電流は、第１のスイツチトランジスタ２
０４，２０５，２０６の各ベース電流となり、位
置検出器２０２の出力に応じた第１のスイツチト
ランジスタを常時１個オン状態にしている。
２１２，２１３に共通エミツタ電流を供給してい
る。第１の差動回路２１２はトランジスタ２３
８，２３９，２４０のベース電圧（位置検出器２
０２の出力）に応動して１個のトランジスタが活
性となり、共通エミツタ電流をコレクタ側に分配
する。トランジスタ２３８，２３９，２４０の各
コレクタ電流は、第１のスイツチトランジスタ２
０４，２０５，２０６の各ベース電流となり、位
置検出器２０２の出力に応じた第１のスイツチト
ランジスタを常時１個オン状態にしている。
また、第２の差動回路２１３はトランジスタ２
４１，２４２，２４３のベース電圧（位置検出器
２０２の出力）に応じて１個のトランジスタが活
性となり、共通エミツタ電流をコレクタ側に分配
する。トランジスタ２４１，２４２，２４３の各
コレクタ電流は、それぞれカレントミラー回路２
１４，２１５，２１６を介して第２のスイツチト
ランジスタ２０７，２０８，２０９の各ベース電
流となり、位置検出器２０２の出力に応じた第２
のスイツチトランジスタを常時１個オン状態にな
している。
４１，２４２，２４３のベース電圧（位置検出器
２０２の出力）に応じて１個のトランジスタが活
性となり、共通エミツタ電流をコレクタ側に分配
する。トランジスタ２４１，２４２，２４３の各
コレクタ電流は、それぞれカレントミラー回路２
１４，２１５，２１６を介して第２のスイツチト
ランジスタ２０７，２０８，２０９の各ベース電
流となり、位置検出器２０２の出力に応じた第２
のスイツチトランジスタを常時１個オン状態にな
している。
すなわち、位置検出器２０２の出力に応動して
分配器２０３は、第１のスイツチトランジスタ２
０４，２０５，２０６と第２のスイツチトランジ
スタ２０７，２０８，２０９をオン、オフ制御
し、ロータ２（第１図参照）の回転に伴つて３相
のコイルＸ，Ｙ，Ｚへの電流路を第１０図〜
のように順次切換えている。
分配器２０３は、第１のスイツチトランジスタ２
０４，２０５，２０６と第２のスイツチトランジ
スタ２０７，２０８，２０９をオン、オフ制御
し、ロータ２（第１図参照）の回転に伴つて３相
のコイルＸ，Ｙ，Ｚへの電流路を第１０図〜
のように順次切換えている。
いま、第１のスイツチトランジスタ２０６と第
２のスイツチトランジスタ２０７がオンになつて
いる場合（第１０図に相当）を考えると、第１
４図のように電流が流れる。従つて、 VM＝VC−２・VCE（sat ……(14) ＝ｒ・i1＋eX ……(15) ＝2r・i2−（eY＋eZ） ……(16) Ii＝i1＋i2 ……(17) となる。ここに、ｒはコイルの抵抗分である。前
述の説明（第９図）より、本発明のブラシレス直
流モータでは常に eX＋eY＋eZ＝０ が成立する〔(11)式参照〕。その結果、 i1＝2It／３ ……(18) i2＝It／３ ……(19) It＝（３／２・１／ｒ） ・〔VC−２・VCE(sat)−eX ……(20) となる。
２のスイツチトランジスタ２０７がオンになつて
いる場合（第１０図に相当）を考えると、第１
４図のように電流が流れる。従つて、 VM＝VC−２・VCE（sat ……(14) ＝ｒ・i1＋eX ……(15) ＝2r・i2−（eY＋eZ） ……(16) Ii＝i1＋i2 ……(17) となる。ここに、ｒはコイルの抵抗分である。前
述の説明（第９図）より、本発明のブラシレス直
流モータでは常に eX＋eY＋eZ＝０ が成立する〔(11)式参照〕。その結果、 i1＝2It／３ ……(18) i2＝It／３ ……(19) It＝（３／２・１／ｒ） ・〔VC−２・VCE(sat)−eX ……(20) となる。
ここで、電圧変換器２０１の出力電圧VCを一
定としたときの発生トルク変動がトルクリツプル
となる。VCE(sat)はスイツチトランジスタの飽和電
圧であり、一定と考えてよい。
定としたときの発生トルク変動がトルクリツプル
となる。VCE(sat)はスイツチトランジスタの飽和電
圧であり、一定と考えてよい。
従つて、(20)式よりコイルに供給される電流Itは
コイルＸの逆起電圧eXに関係するようになるが、
逆起電圧eXは回転速度Ｎを一定とすれば、(6)式よ
り磁束密度差に比例し、第９図ａの実線のように
60゜elの平坦部分を持つ台形波状に変化する〔す
なわち、第９図ａの各波形が各逆起電圧eX，eY，
eZの波形と考えて良い〕。また、第１４図のよう
な状態は、第９図および第１０図のの状態に相
当することから、この期間におけるeXは一定であ
る。
コイルＸの逆起電圧eXに関係するようになるが、
逆起電圧eXは回転速度Ｎを一定とすれば、(6)式よ
り磁束密度差に比例し、第９図ａの実線のように
60゜elの平坦部分を持つ台形波状に変化する〔す
なわち、第９図ａの各波形が各逆起電圧eX，eY，
eZの波形と考えて良い〕。また、第１４図のよう
な状態は、第９図および第１０図のの状態に相
当することから、この期間におけるeXは一定であ
る。
従つて、(20)式より合成電流Itが一定となり、
(18)、(19)式に対応した一定の電流i1，i2が各相のコ
イルに分流する。他の状態においても同様であ
り、ロータ２の回転に伴つて各相のコイルＸ，
Ｙ，Ｚには第９図ｃ，ｄ，ｅのような電流IX，
IY，IZが供給される。その結果、合成の発生トル
クＴ＝τX＋τY＋τZは第９図ｆのように均一（トル
クリツプルは零）となる。
(18)、(19)式に対応した一定の電流i1，i2が各相のコ
イルに分流する。他の状態においても同様であ
り、ロータ２の回転に伴つて各相のコイルＸ，
Ｙ，Ｚには第９図ｃ，ｄ，ｅのような電流IX，
IY，IZが供給される。その結果、合成の発生トル
クＴ＝τX＋τY＋τZは第９図ｆのように均一（トル
クリツプルは零）となる。
本駆動回路においては、スイツチング方式の電
圧変換器２０１を使用して、直流電源２００の電
圧VS＝20Vから所望の直流電圧VX（速度検出器２
１０の出力信号に対応）を得て、オン・オフ動作
する第１および第２のスイツチトランジスタ２０
４，２０５，２０６，２０７，２０８，２０９に
より３相のコイルＸ，Ｙ，Ｚに供給している。
圧変換器２０１を使用して、直流電源２００の電
圧VS＝20Vから所望の直流電圧VX（速度検出器２
１０の出力信号に対応）を得て、オン・オフ動作
する第１および第２のスイツチトランジスタ２０
４，２０５，２０６，２０７，２０８，２０９に
より３相のコイルＸ，Ｙ，Ｚに供給している。
その結果、第１および第２のスイツチトランジ
スタにおけるコレクタ損失および電圧変換器２０
１による変換損失はかなり小さくなり、第４図、
第１２図に示されるようなアナログ動作する第１
および第２の出力トランジスタ２４，２５，２
６，２７，２８，２９にて消費されるコレクタ損
失に比較して大幅に小さくなる。特に、その効果
はコイル電圧VM（第１４図）が小さい時に大き
く、本駆動回路の電力損失は著しく小さくなつて
いる。
スタにおけるコレクタ損失および電圧変換器２０
１による変換損失はかなり小さくなり、第４図、
第１２図に示されるようなアナログ動作する第１
および第２の出力トランジスタ２４，２５，２
６，２７，２８，２９にて消費されるコレクタ損
失に比較して大幅に小さくなる。特に、その効果
はコイル電圧VM（第１４図）が小さい時に大き
く、本駆動回路の電力損失は著しく小さくなつて
いる。
さらに、第１３図の駆動回路においては、電圧
変換器２０１の出力電圧VCを検出して、第１お
よび第２のスイツチトランジスタのベース電流
を、VCが小さい時に小さく、VCが大きい時に大
きくすることにより、ベース電流損失も低減して
いる。
変換器２０１の出力電圧VCを検出して、第１お
よび第２のスイツチトランジスタのベース電流
を、VCが小さい時に小さく、VCが大きい時に大
きくすることにより、ベース電流損失も低減して
いる。
これについて説明すれば、分配器２０３の電流
供給器２１１は電圧変換器２０１の出力電圧VC
を抵抗２２７によつて検出し、その電圧値VCが
大きくなると第１および第２の差動回路２１２，
２１３の共通エミツタ電流を大きくし、第１およ
び第２のスイツチトランジスタ２０４，２０５，
２０６，２０７，２０８，２０９へのベース電流
を大きくする。逆に、電圧変換器２０１の出力電
圧VCが小さくなると電流供給器２１１の出力電
流が小さくなり、第１および第２のスイツチトラ
ンジスタのベース電流を小さくしている（スイツ
チトランジスタがオン・オフ動作するように十分
なベース電流が常に供給される）。
供給器２１１は電圧変換器２０１の出力電圧VC
を抵抗２２７によつて検出し、その電圧値VCが
大きくなると第１および第２の差動回路２１２，
２１３の共通エミツタ電流を大きくし、第１およ
び第２のスイツチトランジスタ２０４，２０５，
２０６，２０７，２０８，２０９へのベース電流
を大きくする。逆に、電圧変換器２０１の出力電
圧VCが小さくなると電流供給器２１１の出力電
流が小さくなり、第１および第２のスイツチトラ
ンジスタのベース電流を小さくしている（スイツ
チトランジスタがオン・オフ動作するように十分
なベース電流が常に供給される）。
その結果、起動・加速時の大電流動作時（VC
が大きくなりコイルへの供給電流が大きくなる
時）にも十分なベース電流を第１と第２のスイツ
チトランジスタに供給すると共に、定速回転時の
小電流動作時（VCが小さくなりコイルへの供給
電流も小さくなる時）には、そのベース電流は必
要最小限の値よりも少し多い程度まで小さくして
いる。これにより、第１と第２のスイツチトラン
ジスタの小電流通電時のベース電流損失は著しく
軽減される。
が大きくなりコイルへの供給電流が大きくなる
時）にも十分なベース電流を第１と第２のスイツ
チトランジスタに供給すると共に、定速回転時の
小電流動作時（VCが小さくなりコイルへの供給
電流も小さくなる時）には、そのベース電流は必
要最小限の値よりも少し多い程度まで小さくして
いる。これにより、第１と第２のスイツチトラン
ジスタの小電流通電時のベース電流損失は著しく
軽減される。
前述の実施例では、３相のコイルX1，X2，
Y1，Y2，Z1，Z2を平面的に重なり合わないよう
に配置した例〔第２図ｂ参照〕を示したが、本発
明はそのような場合に限らず、３相のコイルを重
ね合わせるように配置しても良い。これについ
て、第１５図および第１６図を参照して説明す
る。
Y1，Y2，Z1，Z2を平面的に重なり合わないよう
に配置した例〔第２図ｂ参照〕を示したが、本発
明はそのような場合に限らず、３相のコイルを重
ね合わせるように配置しても良い。これについ
て、第１５図および第１６図を参照して説明す
る。
第１５図は波巻きにした１相分のコイル４００
を表わしている。８極着磁されたマグネツト３
〔第２図ａ参照〕に対向して、120゜elずつ位相を
ずらした３相のコイル４００を重ね合わせて３相
のコイルＸ，Ｙ，Ｚを形成するようにしている。
を表わしている。８極着磁されたマグネツト３
〔第２図ａ参照〕に対向して、120゜elずつ位相を
ずらした３相のコイル４００を重ね合わせて３相
のコイルＸ，Ｙ，Ｚを形成するようにしている。
各相のコイル４００は有効コイル辺のピツチを
180゜el（の奇数倍）となし、発生トルクの変動を
小さくしている。
180゜el（の奇数倍）となし、発生トルクの変動を
小さくしている。
第１６図は集中巻きした８個のコイル４１１，
４１２，４１３，４１４，４１５，４１６，４１
７，４１８を直列接続して１相分のコイル群とな
している。
４１２，４１３，４１４，４１５，４１６，４１
７，４１８を直列接続して１相分のコイル群とな
している。
さらに、前述の実施例では、スロツトレス形の
ブラシレス直流モータを例（第１図）にとつて説
明したが、本発明はそのような場合に限らず、コ
ア・スロツト付のブラシレス直流モータも構成で
きる。
ブラシレス直流モータを例（第１図）にとつて説
明したが、本発明はそのような場合に限らず、コ
ア・スロツト付のブラシレス直流モータも構成で
きる。
第１７図に本出願人が特願昭52−67671号にて
提案したコア・スロツト付のモータの一例を示
す。同図において、ロータ５０１に取付けられた
マグネツト５０２は等角度（90゜mech）または略
等角度に４極の磁極が着磁形成されている。マグ
ネツト５０２の発生する磁束密度の分布は、第３
図に示すように、60゜elの平坦部分を有する台形
波または台形波状の波形となしている。マグネツ
ト５０２の磁極に対向してスチータ鉄心（コア）
５０３が配置され、スチータ鉄心５０３は主突極
５０４と補助突極５０５がそれぞれ３個設けられ
ている。３個の主突極はそれぞれ240゜el（または
120゜el）の位相差を設けて配置され、巻線用の溝
５０６に３相のコイルＸ，Ｙ，Ｚが巻装されてい
る。
提案したコア・スロツト付のモータの一例を示
す。同図において、ロータ５０１に取付けられた
マグネツト５０２は等角度（90゜mech）または略
等角度に４極の磁極が着磁形成されている。マグ
ネツト５０２の発生する磁束密度の分布は、第３
図に示すように、60゜elの平坦部分を有する台形
波または台形波状の波形となしている。マグネツ
ト５０２の磁極に対向してスチータ鉄心（コア）
５０３が配置され、スチータ鉄心５０３は主突極
５０４と補助突極５０５がそれぞれ３個設けられ
ている。３個の主突極はそれぞれ240゜el（または
120゜el）の位相差を設けて配置され、巻線用の溝
５０６に３相のコイルＸ，Ｙ，Ｚが巻装されてい
る。
各主突極の両端の溝のピツチを96゜mech
（192゜el）、各補助突極の両端の溝のピツチを
24゜mech（48゜el）程度となされている。各コイル
Ｘ，Ｙ，Ｚの実効ピツチ（磁束を集めるピツチ）
は、ほぼ主突極の両端の溝のピツチ（190゜el）に
等しくなり、マグネツト５０２の１磁極ピツチ
（180゜el）にほとんど等しくなされている。
（192゜el）、各補助突極の両端の溝のピツチを
24゜mech（48゜el）程度となされている。各コイル
Ｘ，Ｙ，Ｚの実効ピツチ（磁束を集めるピツチ）
は、ほぼ主突極の両端の溝のピツチ（190゜el）に
等しくなり、マグネツト５０２の１磁極ピツチ
（180゜el）にほとんど等しくなされている。
従つて、このようなモータに第４図、第１２図
または第１３図のような駆動回路によつて第９図
ｃ，ｄ，ｅのような電流を供給するならば、発生
トルクは均一（トルクリツプルが小さい）とな
る。
または第１３図のような駆動回路によつて第９図
ｃ，ｄ，ｅのような電流を供給するならば、発生
トルクは均一（トルクリツプルが小さい）とな
る。
なお、各主突極５０４の先端には補助溝５０７
が24゜mech毎に３個ずつ設けられ、巻線用溝５０
６と補助溝５０７が等角度ピツチ（24゜mech）ま
たは略等角度ピツチに配置され、コギントルクも
小さくなるようにしている。
が24゜mech毎に３個ずつ設けられ、巻線用溝５０
６と補助溝５０７が等角度ピツチ（24゜mech）ま
たは略等角度ピツチに配置され、コギントルクも
小さくなるようにしている。
なお、前述の本発明の各実施例では、ホイル素
子を使用して位置検出器を構成したが、本発明は
そのような場合に限らず、周知の他の手段（フオ
トカツプラー方式、高周波結合方式、過飽和イン
ダクタ方式等）を用いても良いことはいうまでも
ない。
子を使用して位置検出器を構成したが、本発明は
そのような場合に限らず、周知の他の手段（フオ
トカツプラー方式、高周波結合方式、過飽和イン
ダクタ方式等）を用いても良いことはいうまでも
ない。
以上の説明から明らかなように、本発明のブラ
シレス直流モータは発生トルクが均一（トルクリ
ツプルが小さい）であり、トルク変動の著しく小
さいものである。従つて、本発明にもとづいて、
たとえば音響・映像機器用のブラシレス直流モー
タを構成するならば、高性能な機器を実現でき
る。
シレス直流モータは発生トルクが均一（トルクリ
ツプルが小さい）であり、トルク変動の著しく小
さいものである。従つて、本発明にもとづいて、
たとえば音響・映像機器用のブラシレス直流モー
タを構成するならば、高性能な機器を実現でき
る。
第１図は本発明の一実施例のモータ構造を表わ
す縦断面図、第２図ａおよびｂは同実施例におけ
るマグネツトの磁極の配置を表わす図およびコイ
ルとホイル素子の配置を表わす図、第３図はマグ
ネツトの発生磁束密度の分布図、第４図は本発明
の実施例における駆動回路図、第５図および第６
図はそれぞれ電圧・電流変換器の具体的な構成例
を示す回路図、第７図は第４図の動作説明用の回
路図、第８図は同実施例におけるマグネツトとコ
イルおよびホイル素子の関係を示す図、第９図
ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，ｆは第１図乃至第４図に示
す実施例の動作を説明するための波形図、第１０
図は同実施例におけるコイルへの電流路の切換わ
りを示す図、第１１図はそのコイルへの電流を説
明するための図、第１２図および第１３図はそれ
ぞれ本発明で使用し得る駆動回路の他の例を示す
結線図、第１４図は同実施例におけるコイルへの
電流を説明するための図、第１５図および第１６
図は本発明で使用するコイルの他の構成図（１相
分）を示す図、第１７図は本発明に使用できる他
のモータ構造を表わす構成断面図である。 １……回転軸、２……ロータ、３……マグネツ
ト、４……ステータ、５……コイル、X1〜Z2，
Ｘ，Ｙ，Ｚ……コイル、Ａ，Ｂ，Ｃ……ホイル素
子、２１……位置検出器、２２，２３……第１と
第２の分配制御器、２４，２５，２６……第１の
出力トランジスタ、２７，２８，２９……第２の
出力トランジスタ、３０……速度検出器、３１，
４５……電圧・電流変換器、３２……カレントミ
ラー回路、８１，８３……第１と第２の差動回
路、８２，９０……検出・比較器、２００……直
流電源、２０１……電圧変換器、２０２……位置
検出器、２０３……分配器、２０４，２０５，２
０６……第１のスイツチトランジスタ、２０７，
２０８，２０９……第２のスイツチトランジス
タ、２１０……速度検出器、２１１……電流供給
器、２１２，２１３……第１と第２の差動回路、
２１４，２１５，２１６……カレントミラー回
路、２２２……スイツチング制御器、４００，４
１１〜４１８……コイル、５０１……ロータ、５
０２……マグネツト、５０３……ステータ鉄心、
５０４……主突極、５０５……補助突極。
す縦断面図、第２図ａおよびｂは同実施例におけ
るマグネツトの磁極の配置を表わす図およびコイ
ルとホイル素子の配置を表わす図、第３図はマグ
ネツトの発生磁束密度の分布図、第４図は本発明
の実施例における駆動回路図、第５図および第６
図はそれぞれ電圧・電流変換器の具体的な構成例
を示す回路図、第７図は第４図の動作説明用の回
路図、第８図は同実施例におけるマグネツトとコ
イルおよびホイル素子の関係を示す図、第９図
ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，ｆは第１図乃至第４図に示
す実施例の動作を説明するための波形図、第１０
図は同実施例におけるコイルへの電流路の切換わ
りを示す図、第１１図はそのコイルへの電流を説
明するための図、第１２図および第１３図はそれ
ぞれ本発明で使用し得る駆動回路の他の例を示す
結線図、第１４図は同実施例におけるコイルへの
電流を説明するための図、第１５図および第１６
図は本発明で使用するコイルの他の構成図（１相
分）を示す図、第１７図は本発明に使用できる他
のモータ構造を表わす構成断面図である。 １……回転軸、２……ロータ、３……マグネツ
ト、４……ステータ、５……コイル、X1〜Z2，
Ｘ，Ｙ，Ｚ……コイル、Ａ，Ｂ，Ｃ……ホイル素
子、２１……位置検出器、２２，２３……第１と
第２の分配制御器、２４，２５，２６……第１の
出力トランジスタ、２７，２８，２９……第２の
出力トランジスタ、３０……速度検出器、３１，
４５……電圧・電流変換器、３２……カレントミ
ラー回路、８１，８３……第１と第２の差動回
路、８２，９０……検出・比較器、２００……直
流電源、２０１……電圧変換器、２０２……位置
検出器、２０３……分配器、２０４，２０５，２
０６……第１のスイツチトランジスタ、２０７，
２０８，２０９……第２のスイツチトランジス
タ、２１０……速度検出器、２１１……電流供給
器、２１２，２１３……第１と第２の差動回路、
２１４，２１５，２１６……カレントミラー回
路、２２２……スイツチング制御器、４００，４
１１〜４１８……コイル、５０１……ロータ、５
０２……マグネツト、５０３……ステータ鉄心、
５０４……主突極、５０５……補助突極。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ Ｎ極とＳ極の永久磁極を交互に複数極着磁さ
れ、円周上において磁束密度の分布を平坦部分が
電気角60゜程度の台形波状にされたマグネツトを
有するロータと、前記マグネツトの磁束と鎖交す
る位置に配置され、各コイルの実効ピツチを電気
角180゜程度にされ、前記各コイルの実効ピツチ両
端における前記マグネツトの発生磁束密度差の分
布を前記ロータの回転角度について平坦部分が電
気角60゜程度の台形波状にされ、複数個の前記コ
イルを環状結線されて形成された３相のコイル群
と、前記ロータの回転位置を検出する位置検出手
段と、環状結線された前記３相のコイル群の３個
の結節点と直流電源の一端の間の電流路を形成す
る３個のトランジスタからなる第１の出力トラン
ジスタ群と、前記３個の結節点と前記直流電源の
他端の間の電流路を形成する３個のトランジスタ
からなる第２の出力トランジスタ群と、前記コイ
ル群への電流供給を指令する指令信号に対応し、
かつ、前記位置検出手段の出力信号に応動して前
記３相のコイル群のうちで前記発生磁束密度差の
分布が平坦部分にある相の前記コイル群の一方の
結節点に電流を供給するように前記第１の出力ト
ランジスタ群の通電を分配制御する第１の分配制
御手段と、前記位置検出手段の出力信号に応動し
て前記平坦部分にある相の前記コイル群の他方の
結節点と前記直流電源の電流路を形成するように
前記第２の出力トランジスタ群の通電を分配制御
する第２の分配制御手段を具備し、前記第２の分
配制御手段は、前記第２の出力トランジスタ群の
通電状態にあるトランジスタの動作電圧を検出す
る動作検出手段と、前記第２の出力トランジスタ
群の動作電圧を検出した前記動作検出手段の出力
信号に応動して前記第２の出力トランジスタ群の
通電電流を制御し、通電状態にある前記第２の出
力トランジスタの動作電圧が大きくなると通電電
流を大きくし、動作電圧が小さくなると通電電流
を小さくする制御手段を含んで構成されたブラシ
レス直流モータ。 ２ Ｎ極とＳ極の永久磁極を交互に複数極着磁さ
れ、円周上において磁束密度の分布を平坦部分が
電気角60゜程度の台形波状にされたマグネツトを
有するロータと、前記マグネツトの磁束と鎖交す
る位置に配置され、各コイルの実効ピツチを電気
角180゜程度にされ、前記各コイルの実効ピツチ両
端における前記マグネツトの発生磁束密度差の分
布を前記ロータの回転角度について平坦部分が電
気角60゜程度の台形波状にされ、複数個の前記コ
イルを環状結線されて形成された３相のコイル群
と、前記ロータの回転位置を検出する位置検出手
段と、環状結線された前記３相のコイル群の３個
の結節点と直流電源の一端の間の電流路を形成す
る３個のトランジスタからなる第１の出力トラン
ジスタ群と、前記３個の結節点と前記直流電源の
他端の間の電流路を形成する３個のトランジスタ
からなる第２の出力トランジスタ群と、前記コイ
ル群への電流供給を指令する指令信号に対応し、
かつ、前記位置検出手段の出力信号に応動して前
記３相のコイル群のうちで前記発生磁束密度差の
分布が平坦部分にある相の前記コイル群の一方の
結節点に電流を供給するように前記第１の出力ト
ランジスタ群の通電を分配制御する第１の分配制
御手段と、前記位置検出手段の出力信号に応動し
て前記平坦部分にある相の前記コイル群の他方の
結節点と前記直流電源の電流路を形成するように
前記第２の出力トランジスタ群の通電を分配制御
する第２の分配制御手段を具備し、前記第２の分
配制御手段は、前記指令信号に応動して電圧値を
変化させる基準電圧信号を得る基準電圧発生手段
と、前記第２の出力トランジスタ群の通電状態に
あるトランジスタの動作電圧と前記基準電圧信号
を比較する比較手段と、前記第２の出力トランジ
スタ群の動作電圧を比較した前記比較手段の出力
信号に応動して前記第２の出力トランジスタ群の
通電電流を制御し、通電状態にある前記第２の出
力トランジスタの動作電圧が大きくなると通電電
流を大きくし、動作電圧が小さくなると通電電流
を小さくする制御手段を含んで構成されたブラシ
レス直流モータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2097115A JPH03190585A (ja) | 1990-04-12 | 1990-04-12 | ブラシレス直流モータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2097115A JPH03190585A (ja) | 1990-04-12 | 1990-04-12 | ブラシレス直流モータ |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57010691A Division JPS58130786A (ja) | 1982-01-26 | 1982-01-26 | ブラシレス直流モ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03190585A JPH03190585A (ja) | 1991-08-20 |
| JPH0550239B2 true JPH0550239B2 (ja) | 1993-07-28 |
Family
ID=14183575
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2097115A Granted JPH03190585A (ja) | 1990-04-12 | 1990-04-12 | ブラシレス直流モータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH03190585A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11275835A (ja) | 1998-03-25 | 1999-10-08 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | ブラシレスモータ及びその製造方法 |
| JP5146913B2 (ja) * | 2008-06-23 | 2013-02-20 | セイコーエプソン株式会社 | モータ、電動機器、モータの駆動方法、およびモータの駆動回路 |
-
1990
- 1990-04-12 JP JP2097115A patent/JPH03190585A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03190585A (ja) | 1991-08-20 |
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