JPH0556096A - 復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 復調装置の収束特性を高めることを目的とす
る。 【構成】 非同期検出回路１５により、復調装置の利得
制御系の発散を検出し、検出時に出力されるリセット信
号２８で等化器１２をリセットすることを特徴とする。 【効果】 従来よりも等化器をリセットする条件が絞れ
るので、復調装置の引き込み時間を短縮できる効果があ
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、直交多値変調によるデ
ィジタル無線通信方式に利用する。特に、変復調装置に
用いられるベースバンドトランスバーサル形等化器のリ
セット方式に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、ディジタル無線通信方式では、周
波数の利用効率を高めるために変調方式の直交多値化が
進んでいる。一方、多値数を増すにつれてフェージング
による伝搬路の波形歪みや他の無線システムからの干渉
等の影響が大きくなる。そこでこれらの波形歪みや干渉
を除去するために等化器による等化が必要になる。これ
らの等化器の一つとして、トランスバーサル形等化器の
各タップ係数を適応制御してベースバンド信号を等化す
るトランスバーサル形自動等化器が実用化されている。
以下、トランスバーサル形自動等化器を等化器、復調さ
れたベースバンド信号を等化前信号、等化されたベース
バンド信号を等化信号という。判定器は等化信号を用い
て送信データ信号を再生する。この再生されたデータ信
号を判定信号といい、この等化信号と判定信号との差を
誤差信号という。等化器は各タップ係数の制御に誤差信
号と等化前信号（ＺＦ法）または誤差信号と等化信号
（ＭＺＦ法）を用いている。すなわち、誤差信号に現れ
る前後のシンボルよりの符号間干渉の量（相関値）を求
め、それぞれを各タップのタップ係数値とする。等化器
の詳細については、例えば“ディジタルマイクロ波通
信、桑原監、企画センター発行”のＰ．２４０〜２４２
に述べられている。

【０００３】復調器は復調器制御回路で作られる制御信
号に基づいて変調信号を復調し、ベースバンド信号を作
る。復調器制御回路は判定信号と誤差信号とを用いて受
信信号の利得と受信搬送波の位相とを制御する。この制
御法を四値直交変調（４−ＱＡＭ）信号を用いて説明す
る。４−ＱＡＭ信号の信号点は図２（ａ）の黒丸印のよ
うに表せ、またＩまたはＱの片チャネルに射影した信号
点は図３（ａ）の黒丸印のように表せる。受信搬送波の
位相が変化したときにその影響は等化信号の歪みとなっ
て現れる。例えば図２（ａ）の三角印のように等化信号
が歪んだ場合に、受信搬送波の位相が右方向へ変化して
再生搬送波の位相とずれていることがわかる。そこで判
定信号と誤差信号との値に基づき再生搬送波の位相を図
２（ｂ）に示す方向に変化させれば受信搬送波を追跡で
きる。受信信号の利得が変化した場合もその影響は等化
信号の歪みとなって現れる。図２（ａ）の四角印のよう
に等化信号が歪んだ場合には、信号成分が大きな利得を
持っていることがわかる。そこで、判定信号と誤差信号
との値に基づき図２（ｃ）に示す方向に利得を変化させ
れば、利得の大きさを制御することができる。図２
（ｃ）より利得の制御は図３（ｂ）のようにＩチャネル
とＱチャネルとを独立に考えても良いことがわかる。

【０００４】ここで、図２（ｂ）で、Ｒは右方向への回
転を示し、Ｌは左方向への回転を示す。また、図２
（ｃ）で、／で区切られた左側はＩチャネルを示し、右
側はＱチャネルを示し、Ｓは利得を小にし、Ｂは利得を
大にすることを表す。また、図３（ｂ）で、Ｓは利得を
小にし、Ｂは利得を大にすることを表す。

【０００５】フェージング等により大きな符号間干渉が
生じた場合に、等化信号には大きな波形歪みが生じる。
その影響で等化信号が判定しきい値をこえて歪んだ場合
に、判定信号も誤差信号も誤る。この誤る確率が大きく
なると制御系で真の値とは逆極性の制御が働き、ついに
は復調装置は発散する。復調装置は、波形歪みによりま
ず位相制御系が発散する。更に、波形歪みが大きくなる
と、等化器が発散して直ちに利得制御系も発散する。こ
れは、位相制御系でＩチャネルおよびＱチャネルの両チ
ャネルの情報を同時に用いて制御しているので、独立に
片チャネルの情報で制御する利得制御系よりは信号誤り
への耐性が小さいためである。以後、等化器が収束する
波形歪みの大きさをランク１、位相制御系のみが発散す
る大きさをランク２、利得制御系も同時に発散する大き
さをランク３と表す。等化器および利得制御系が発散す
ると二重に制御系が発散するので、波形歪がランク１と
なっても収束動作（引き込み）が起きにくい。

【０００６】従来の復調装置では、復調装置の発散を誤
差信号の大きさにより検出していた。例えば（特開昭６
１−１９９３４８号）のような方法がある。これは復調
装置が収束していると等化信号も収束し、システムが発
散していると等化信号も発散することを利用している。
等化信号が収束している間は誤差信号は小さい値にな
る。例えば図４（ｂ）の斜線部のような領域に等化信号
が来る確率は極めて小さい。ところが等化信号が発散し
た場合に、誤差信号はランダムになるのである一定の確
率で斜線部の領域に入る。そこでこの斜線部の領域に信
号が入る確率が一定値を越えた場合に、等化信号が発散
していると判断できる。復調装置が発散すると等化器は
リセットされ、波形歪がランク１の大きさになると引き
込み動作を行っていた。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】このように、従来の復
調装置では、等化信号の発散により復調装置の発散を検
出していた。ところが復調装置の発散には、位相制御系
の発散と利得制御系の発散との二種類の場合がある。利
得制御系が発散した場合には、等化器はリセット状態に
しなければ引き込み動作が起きにくい。ところが位相制
御系のみが発散している場合には、等化器は収束して正
常に動作を行っているのでリセット状態にする必要は無
い。むしろ、リセット状態にすることにより、引き込み
特性の劣化が生じる。すなわち、波形歪みがランク１に
なった後にまず等化器が引き込み動作を行い、次いでキ
ャリア制御系が引き込み動作を行うので、全体の引き込
み時間が長くなる。結局、従来用いていた位相制御系の
発散の検出に基づいた等化器のリセット方式は、必要の
無い場合まで等化器をリセット状態にするので、引き込
み時間が長くなり、引き込み特性を劣化させる欠点があ
る。

【０００８】本発明は、このような欠点を除去するもの
で、自装置の収束特性を高める手段をもつ復調装置を提
供することを目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明は、直交多値変調
信号を復調してベースバンド信号を出力する復調器と、
この復調されたベースバンド信号を入力とし等化された
ベースバンド信号を出力するトランスバーサル形等化器
と、この等化されたベースバンド信号を入力とし判定信
号と誤差信号とを生成する判定器と、上記判定信号と上
記誤差信号を入力とし位相制御信号と利得制御信号とを
発生して上記復調器に与える復調器制御回路と、上記判
定信号と上記誤差信号を入力としリセット信号を発生し
て上記トランスバーサル形等化器に与える非同期検出回
路とを備えた復調装置において、上記非同期検出回路
は、自装置の発散時に上記等化されたベースバンド信号
を監視して自装置の位相制御系と利得制御系とのうちの
利得制御系が発散した場合に検出信号を生成する検出手
段およびこの検出手段の検出結果に応じて上記リセット
信号を発生するリセット信号発生手段を備えたことを特
徴とする。

【００１０】ここで、上記検出手段は、直交する二つの
チャネルのいずれについても上記判定信号と上記誤差信
号の各ビットとが同一符号であるときに上記検出信号を
生成する手段を備え、上記リセット信号発生手段は上記
判定信号にかかわるクロック信号でこの検出信号をパル
スに変換して所定周期内に計数したこのパルス数が所定
個数に達すると上記リセット信号を発生する手段を備え
ても良い。

【００１１】

【作用】判定器で生成される判定信号と誤差信号とを用
いて位相制御系と利得制御系のうちの利得制御系のみの
発散を検出してトランスバーサル形等化器をリセットす
る。これにより、等化器をリセットする条件が絞り、復
調装置の引き込み時間を短縮する。

【００１２】

【実施例】以下、本発明の一実施例について図面を参照
して説明する。この実施例は、図１に示すように、復調
器１１、等化器１２、判定器１３、復調器制御回路１４
および非同期検出回路１５より構成される。すなわち、
この実施例は、図１に示すように、直交多値変調信号２
１を復調してベースバンド信号である等化前信号２２を
出力する復調器１１と、この復調されたベースバンド信
号を入力とし等化されたベースバンド信号である等化信
号２３を出力するトランスバーサル形等化器１２と、こ
の等化されたベースバンド信号を入力とし判定信号２４
と誤差信号２５とを生成する判定器１３と、判定信号２
４と誤差信号２５を入力とし位相制御信号２６と利得制
御信号２７とを発生して上記復調器１１に与える復調器
制御回路１４と、判定信号２４と誤差信号２５を入力と
しリセット信号２８を発生して上記トランスバーサル形
等化器１２に与える非同期検出回路１５とを備え、さら
に、本発明の特徴とする手段として、非同期検出回路１
５は、自装置の発散時に上記等化されたベースバンド信
号を監視して自装置の位相制御系と利得制御系とのうち
の利得制御系が発散した場合に検出信号である警報領域
検出信号１４５を生成する検出手段およびこの検出手段
の検出結果に応じて上記リセット信号を発生するリセッ
ト信号発生手段を備える。ここで、上記検出手段は、直
交する二つのチャネルのいずれについても上記判定信号
と上記誤差信号の各ビットとが同一符号であるときに上
記検出信号を生成する手段である第一警報領域検出回路
１１１、第二警報領域検出回路１１２および論理和回路
１１３とを備え、上記リセット信号発生手段は上記判定
信号２４にかかわるクロック信号１４６でこの検出信号
をパルスに変換して所定周期内に計数したこのパルス数
が所定個数に達すると上記リセット信号を発生する手段
である論理積回路１１４、カウンタ１１５およびカウン
タ１１６を備える。

【００１３】次に、この実施例の動作を説明する。復調
器１１は端子１に入力した直交多値変調信号２１を復調
し、等化前信号２２として出力する。等化器１２は等化
前信号２２に対して誤差信号２５を用いて等化を行い、
等化信号２３を出力する。判定器１３は等化信号２３を
用いて判定信号２４と誤差信号２５とを出力する。この
判定信号２４は端子２から復調データ信号として出力さ
れる。復調器１１の制御には位相制御信号２６と利得制
御信号２７とが用いられる。両信号を作るのが復調器制
御回路１４で、その動作は例えば従来例として図２およ
び図３を用いて説明したとおりである。この復調装置の
入力信号がランク２の波形歪みを持つと、位相制御系が
発散する。そのために等化信号２３も発散し、判定信号
２４および誤差信号２５も発散する。この場合は等化器
１２はリセットしない。さらにランク３の波形歪みが生
じると、等化器および利得制御系が発散する。非同期検
出回路１５は判定信号２４と誤差信号２５とを用い、こ
の状態のときに初めてリセット信号２８を出力する。す
なわち、利得制御系の発散のみを検出する。利得制御系
の発散について図５を参照して説明する。ランク３の波
形歪みで変調信号の直流成分の制御が乱れると、あると
きには信号成分が上方または下方に偏ることがある。図
５（ａ）のような状態である。このときまで利得制御系
が正常に保たれていたとしても、この時点より利得制御
系は利得が大きすぎると判断し、利得が小さくなるよう
制御を始める。ところが、本当にずれているのは直流成
分であるので利得制御は小さくする方へ働き続け、信号
成分は小さくなり続ける。図５（ｂ）のような状態であ
る。これはあたかも等化信号がそのダイナミックレンジ
の最上点または最下点へ収束するように見え、この状態
で安定してしまう場合もある。この現象はＩチャネルと
Ｑチャネルとの片チャネルにのみ起こる場合もあるし、
同時に両チャネルに起こる場合もある。また、このとき
にどちらかのチャネルの信号点は必ず図４（ｃ）の斜線
部に収束している。以後この領域を警報領域という。す
なわち、利得制御系の発散は等化信号のどちらかのチャ
ネルが警報領域に収束することにより検出できる。

【００１４】この利得制御系の発散を検出する非同期検
出回路はその一例として図６のような構成で実現でき
る。この回路は警報領域の信号の判定信号と誤差信号の
第１ビット、第２ビットおよび第３ビットとが同一の符
号であることを利用している。端子１０１には判定信号
１３１、端子１０２には誤差信号１３２が入力し、端子
１０４、１０５でそれぞれＩチャネルとＱチャネルとの
成分およびクロック信号１４６に分離される。Ｉチャネ
ルの警報領域の検出には第一警報領域回路１１１を用い
る。第一警報領域回路１１１中では、論理積回路１２１
で、判定信号１３３と誤差信号１３２の第１ビット１３
７、第２ビット１３８および第３ビット１３９より警報
領域上方の信号を検出する。先の４個の信号を反転する
ことにより、論理積回路１２２で警報領域下方の信号を
検出する。その両検出信号１４０および１４１を論理和
回路１２３で演算することにより、Ｉチャネルの信号が
警報領域に入った場合を信号１４３として検出できる。
同じ第二警報領域回路１１２を用いて、Ｑチャネルの信
号が警報領域に入った場合を信号１４４として検出でき
る。これらの両信号を論理和回路１１３を用いて演算
し、片チャネルの等化信号が警報領域に入った場合を検
出する。

【００１５】論理積回路１１４は先の警報領域検出信号
１４５をクロック信号を用いてパルス化する。カウンタ
１１６は所定定数のクロック信号をカウントすると、カ
ウンタリセット信号１４７を出力する。すなわち、カウ
ンタ１１６で周期的なカウンタリセット信号１４７が作
られる。カウンタ１１５は周期内の警報領域信号パルス
の個数をカウントする。例えば、カウンタ１１５の出力
であるリセット信号１４９がカウンタ１１６の場合の１
／４の入力個数で動作するよう設定しておけば、等化信
号の利得制御系の発散以外でリセット信号１４９が発生
することは無い。利得制御系の発散を検出し、リセット
信号１４９は端子１０８から出力される。

【００１６】ここまで、全て４−ＱＡＭ信号を用いて説
明してきたが、このリセット方式は四値以外の直交多値
変調信号にも用いることができる。すべての変調信号で
利得制御系が発散すると、等化信号はそのダイナミック
レンジの最上点または最下点へ収束する。すなわち、ど
のような変調信号を用いた場合でも図６と同様の回路を
用いることにより、利得制御の発散を検出することがで
きる。

【００１７】

【発明の効果】本発明は、以上説明したように、判定信
号と誤差信号とを用いて利得制御系の発散のみを検出
し、等化器は利得制御系が発散した場合にのみリセット
すれば良く、従来の場合よりも等化器をリセットする条
件を絞れるので、無駄な等化器の引き込み時間を省くこ
とができ、その結果として、復調装置全体の引き込み時
間を短縮できる効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明実施例の構成を示すブロック構成図。

【図２】（ａ）は４−ＱＡＭ信号の信号点配置を示す
図、（ｂ）は復調器の位相制御系の制御例を示す図、
（ｃ）は復調器の利得制御系の制御例を示す図。

【図３】（ａ）は４−ＱＡＭ信号を一次元に射影した信
号点を示す図、（ｂ）は一次元の利得制御系の制御例を
示す図。

【図４】（ａ）は一次元の信号点を表す量子化値を示す
図、（ｂ）は従来の非同期検出回路が検出していた領
域、（ｃ）は本発明の非同期検出回路が検出する領域。

【図５】（ａ）は復調器の直流成分がずれた４−ＱＡＭ
信号の一次元の信号点の例を示す図、（ｂ）は利得制御
系が発散した４−ＱＡＭ信号の一次元の信号点の例を示
す図。

【図６】図１に含まれる非同期検出回路の構成を示す接
続図。

【符号の説明】

１１ 復調器 １２ 等化器 １３ 判定器 １４ 復調器制御回路 １５ 非同期検出回路 １１１ 第一警報領域検出回路 １１２ 第二警報領域検出回路 １１３ 論理和回路 １１４ 論理積回路 １１５〜１１６ カウンタ １２１〜１２２ 論理積回路 １２３ 論理和回路 １２４〜１２７ 反転回路

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直交多値変調信号を復調してベースバン
   ド信号を出力する復調器と、 この復調されたベースバンド信号を入力とし等化された
   ベースバンド信号を出力するトランスバーサル形等化器
   と、 この等化されたベースバンド信号を入力とし判定信号と
   誤差信号とを生成する判定器と、 上記判定信号と上記誤差信号を入力とし位相制御信号と
   利得制御信号とを発生して上記復調器に与える復調器制
   御回路と、 上記判定信号と上記誤差信号を入力としリセット信号を
   発生して上記トランスバーサル形等化器に与える非同期
   検出回路とを備えた復調装置において、 上記非同期検出回路は、自装置の発散時に上記等化され
   たベースバンド信号を監視して自装置の位相制御系と利
   得制御系とのうちの利得制御系が発散した場合に検出信
   号を生成する検出手段およびこの検出手段の検出結果に
   応じて上記リセット信号を発生するリセット信号発生手
   段を備えたことを特徴とする復調装置。
2. 【請求項２】 上記検出手段は、直交する二つのチャネ
   ルのいずれについても上記判定信号と上記誤差信号の各
   ビットとが同一符号であるときに上記検出信号を生成す
   る手段を備え、上記リセット信号発生手段は上記判定信
   号にかかわるクロック信号でこの検出信号をパルスに変
   換して所定周期内に計数したこのパルス数が所定個数に
   達すると上記リセット信号を発生する手段を備えた請求
   項１記載の復調装置。