JPH0556591B2 - - Google Patents

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JPH0556591B2
JPH0556591B2 JP59215295A JP21529584A JPH0556591B2 JP H0556591 B2 JPH0556591 B2 JP H0556591B2 JP 59215295 A JP59215295 A JP 59215295A JP 21529584 A JP21529584 A JP 21529584A JP H0556591 B2 JPH0556591 B2 JP H0556591B2
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Philips Gloeilampenfabrieken NV
Koninklijke Philips Electronics NV
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Publication date
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    • G11B7/004—Recording, reproducing or erasing methods; Read, write or erase circuits therefor
    • G11B7/005—Reproducing
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
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    • H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
    • H04L7/033—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information using the transitions of the received signal to control the phase of the synchronising-signal-generating means, e.g. using a phase-locked loop
    • H04L7/0334—Processing of samples having at least three levels, e.g. soft decisions

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  • Signal Processing Not Specific To The Method Of Recording And Reproducing (AREA)
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  • Magnetic Record Carriers (AREA)
  • Electrophonic Musical Instruments (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、情報伝達媒体、特に中間領域と交互
に形成された光学的に検出しうる領域のトラツク
の形態でデジタル情報を記録した光学的に読取り
可能な記録担体を介してデジタル情報を再生する
デジタル情報再生装置であつて、クロツク信号を
発生する発振装置と、判定レベルを発生する装置
と、前記の情報伝達媒体を経て得た信号を前記の
判定レベルと比較してデジタル信号を再生する装
置とを具えるデジタル情報再生装置に関するもの
である。
このような装置は、CD100型としてフイリツプ
ス社で市販されている“コンパクトデイスクデジ
タルオーデイオ”プレーヤに用いられている。こ
のプレーヤでは、クロツク信号と再生された信号
の時間軸との間の位相差の目安である信号が発生
され、この位相差は再生された信号と判定レベル
との交点によつて決まる。この位相差の目安とな
る信号は位相ロツク（同期）ループによりクロツ
ク信号を前記の交点に同期させる為のものであ
る。位相差の目安となるこの信号は前記の交点と
クロツク信号の縁部との間の時間間隔を測定する
ことにより決定される。再生された信号が例えば
デイスク上の指跡の為に比較的弱くなる場合に
は、この時間間隔の測定は極めて信頼できないも
のとなる。その理由は、この場合この測定は雑音
等によつて生じた判定レベルの交点に応答してし
まう為である。これにより誤つた位相検出を生
じ、その結果クロツク発振器を離調させてしま
う。従つて、これらの問題を緩和させる為に、信
号が脱落した場合に位相検出が中断される。しか
し、この中断にはある時間を要し、従つてこの中
断にもかかわらずクロツク発振器は離調するおそ
れがある。
本発明の目的は、信号の脱落中妨害に感応しに
くい位相検出を行うようにした前述した種類のデ
ジタル情報再生装置を提供せんとするにある。
本発明は、情報伝達媒体、特に中間領域と交互
に形成された光学的に検出しうる領域のトラツク
の形態でデジタル情報を記録した光学的に読取り
可能な記録担体を介してデジタル情報を再生する
デジタル情報再生装置であつて、クロツク信号を
発生する発振装置と、判定レベルを発生する装置
と、前記の情報伝達媒体を経て得た信号を前記の
判定レベルと比較してデジタル信号を再生する装
置とを具えるデジタル情報再生装置において、 再生された信号が可能な２方向のうちの第１の
方向で前記の判定レベルと交差する第１瞬時の両
側で前記の再生された信号の振幅をクロツク信号
と位相同期させてサンプリングするとともに、再
生された信号が前記の第１の方向とは逆の第２の
方向で前記の判定レベルと交差する第２瞬時の両
側で前記の再生された信号の振幅をサンプリング
する装置と、 第１瞬時の両側でのサンプルの振幅を（Ａ＋
Ｂ）o-1及び（Ａ＋Ｂ）oとし、第２瞬時の両側での
サンプルの振幅を（Ａ＋Ｂ）n-1＋（Ａ＋Ｂ）nとし
た場合に、 （Ａ＋Ｂ）o-1＋（Ａ＋Ｂ）o−（Ａ＋Ｂ）n-1−（Ａ
＋Ｂ）nに比例する信号を位相誤差信号として発生
する装置と を具えたことを特徴とする。
本発明による装置においては、前記の位相誤差
信号を前記の発振装置に供給し、クロツク信号が
再生されたデジタル信号の時間軸に対し位相ロツ
クされるように前記の発振装置を制御するように
することができる。
デジタル信号を最適に再生させる為には、判定
レベルをできるだけ対称的に位置させる必要があ
る。この点を達成させる為には、本発明による装
置において、前記の判定レベルをSLとした際に
（Ａ＋Ｂ）o-1＋（Ａ＋Ｂ）o＋（Ａ＋Ｂ）n-1＋（Ａ＋
Ｂ）n−4SLに比例する信号を前記の判定レベルに
対する補正信号として発生する装置が設けられて
いるようにする。
第１および第２位相差信号の和はクロツク信号
と、両方向での判定レベルとの交点との間の双方
の位相差間の差に比例する。この差は負帰還によ
り最小となる。
図面につき本発明を説明する。
第１図は、本発明による位相検出器を用いうる
装置を示す。
この第１図においては、デイスク状記録担体１
を線図的な断面図で示してある。この記録担体は
基板２を有しており、この基板２内にはピツト３
とその中間の領域４とを有するトラツク構造部が
形成されている。この起伏（レリーフ）型のトラ
ツク構造部は反射層５および透明保護層６で被覆
されている。この起伏型のトラツク構造部に含ま
れている情報は、レーザ７により発生させられる
レーザビームをレンズ系８を経てトラツク上に集
束状態で照射し、反射ビームを半透過鏡９および
ビームスプリツタ１０を経て４つの光検出器１１
ａ，１１ｂ，１１ｃおよび１１ｄの直線状アレイ
上に投射することにより読取られる。これらの光
検出器によつて生ぜしめられる電流は電流−電圧
変換器１２により信号電圧V1、V2、V3およびV4
に変換される。
正しい読取りを行う為に、レンズ系８のフオー
カシング（焦点合せ）がフオーカシング制御信号
FE′により適当な方法（図示せず）で制御され
る。径方向のトラツキングを行う為に、レーザビ
ームによつて生ぜしめされるスポツトの径方向位
置が径方向制御信号RE′により制御される。この
ようなシステムは微制御システムである。粗制御
は制御信号CE′の指令の下で全光学系７，８，
９，１０，１１を径方向に移動させることにより
（図示しない方法で）得られる。
制御信号CE′、RE′およびFE′は信号電圧V1、
V2、V3およびV4から取出される。高周波データ
信号を再生する為に必要とする和電圧V1＋V2＋
V3＋V4に加えて、信号FE′に対しては信号（V1
＋V4）−（V2＋V3）が必要であり、信号CE′およ
び信号RE′に対しては信号（V1＋V2）−（V3＋
V4）が必要である。こらの制御信号はすべて、
信号V1、V2、V3およびV4を組合せることにより
得られる３つの信号A′、B′およびC′から取出す
ことができる。本例では、これらの信号を以下の
ように関連させる。
A′＝V1＋V2 B′＝V1＋V4 C′＝V1＋V4 上述した信号V1、V2、V3およびV4の組合せは
マトリツクス１３によつて得られる。この組合せ
によれば、４つの信号の代りに３つの信号のみを
デジタル化する必要がある為、これら４つの信号
を順次にデジタル化する場合よりも低い局部クロ
ツク周波数を用いることができるという利点が得
られる。この目的の為に信号A′、B′およびC′を
マルチプレクサ１４により直列形態に変換し、こ
れら信号をアナログ−デジタル変換器１５でデジ
タル化し、次にデマルチプレクサ１６により並列
形態に再変換して対応するデジタルサンプルＡ，
ＢおよびＣを得る。マルチプレクサ１４、アナロ
グ−デジタル変換器１５およびデマルチプレクサ
１６はクロツク信号発生回路１７からクロツク信
号を受ける。このクロツク信号発生回路１７は発
振器１８による制御の下で、サンプルＡ、Ｂおよ
びＣがデータ信号のビツト周波数と同期して供給
されるような正しい位置関係で所要のクロツク信
号を生じる。
種々の制御信号を発生させる為には、データ信
号スペクトルをできる限り抑圧することが重要で
ある。この抑圧はサンプルをデータパターン（ピ
ツトおよび中間領域）と同期して選択する為、瞬
時のサンプリング周波数はデータ信号の瞬時周波
数に等しくなる。この目的の為に、各ピツト３に
対しまた各中間領域４に対し１つのサンプルをサ
ンプルＡ、ＢおよびＣの各々から選択し、且つ読
取りの光伝達関数（信号振幅はピツトに対する投
射レーザビームの位置の関数であり、ピツトの縁
部の方向に向けて減少する）の効果を最小にする
為に、特定の個数のクロツク周期よりも長い、本
例では５クロツク周期よりも長いピツトおよび中
間領域に対してのみサンプルを取り出す。この目
的の為に、検出器１９（第２図につき詳細に説明
する）により、１つのピツト中に第６サンプルが
検出された際に出力端子２０にパルスを発生さ
せ、１つの中間領域中に第６サンプルが検出され
た際に出力端子２１にパルスを発生させる。検出
器１９はその入力端子２２で発振器１８からクロ
ツク信号を受け、加算器２５によつて得られ回路
２４により等化された信号ＡおよびＢのデジタル
和信号を入力端子２３で受ける。
サンプルＡ、ＢおよびＣはそれぞれ遅延回路網
２６，２７および２８により発振器１８のクロツ
ク周期の３周期分だけ遅延させ、等化器２９，３
０および３１によりそれぞれ等化させ、ホールド
回路３２，３３；３４，３５；および３６にそれ
ぞれ供給する。ホールド回路３２，３４および３
６は検出器１９の出力端子２１における信号によ
りクロツク作動させ、ホールド回路３３および３
５は出力端子２０における信号によりクロツク作
動させる。従つて、５周期よりも長い各中間領域
中サンプルＡ、ＢおよびＣと第３サンプルａ、ｂ
およびｃがホールド回路３２，３４および３６の
それぞれの出力端子３８，４０および４２にそれ
ぞれ現れ、次に５クロツク周期よりも長い各ピツ
ト中サンプルＡおよびＢのそれぞれの第３サンプ
ルおよびがホールド回路３３および３５の出
力端子３９および４１にそれぞれ現れる 信号ａ、、ｂ、およびｃは処理回路３７に
供給され、この処理回路は信号RE、CEおよび
FEを出力端子４３，４４および４５にそれぞれ
生ぜしめ、トラツクの損失を表す信号TL、信号
の脱落（ドロツプアウト）を示す信号DO、高周
波データ信号のレベルがあまりにも低いというこ
とを示す信号HELおよびデータ信号処理に対す
る判定レベルである信号SLを出力端子４６，４
７，４８および４９にそれぞれ生ぜしめる。信号
RE、CEおよびFEはデジタル−アナログ変換器
５０，５１および５２によりそれぞれアナログ信
号に変換され、次に、これらアナログ信号は増幅
器５３，５４および５５により増幅されてフオー
カシングおよびトラツキング用のアナログ制御信
号RE′、CE′およびFE′となる。
加算器２５および等化器２４により形成された
信号の和Ａ＋Ｂは検出器１９に供給されるばかり
ではなく、判定レベルSLをも受けてデジタルデ
ータ信号を再生させこれを出力端子５７に生ぜし
める比較器５６に、また位置比較回路５８にも供
給される。この比較回路５８はサンプルＡ＋Ｂの
位相を記録担体１上のデータ信号の位相と比較
し、この位相の目安となる信号を出力端子５９
に、信号Ａ＋Ｂの非対称の目安となる信号を出力
端子６０に生ぜしめ、この出力端子６０における
信号は第５図につき詳細に説明する回路３７に供
給される。出力端子５９における位相誤差信号は
低域通過フイルタ６１を経て発振器１８を制御す
る。
第２図は第１図に示す装置における検出器１９
の一例を示し、第３図は第２図に示す回路の作動
を説明する為の線図である。第２図に示す回路に
おていは、等化器２４から生じる信号Ａ＋Ｂが低
周波成分を除去する為に入力端子２３を経て高域
通過フイルタ６２に供給され、これによりデジタ
ルデータ信号が簡単な比較器６３により再生され
うるようにする。方形のデータ信号の縁部は回路
６４、例えば微分器により検出される。この信号
縁部検出回路６４はカウンタ６５を始動させ、こ
のカウンタは信号縁部検出回路６４からのパルス
により決まる瞬時からの入力端子２２におけるク
ロツクパルス（発振器１８からのクロツクパル
ス）を計数する。デコーダ回路６６は特定の計数
値、本例の場合６を復号する。計数値“６”に達
すると、ANDゲート６７および６８にパルスが
供給される。ゲート６７はその反転入力端子で再
生データ信号をも受け、ゲート６８はその非反転
入力端子でこの再生データ信号を受ける。従つ
て、正のデータ信号３ｃ中に計数値“６”に達す
ると、出力端子２１にパルスが現れ、負のデータ
信号中に計数値“６”に達すると、出力端子２０
にパルスが現れる。
この点を説明する為に、第３ａ図に記録担体上
のデータトラツクの一部を示す。このトラツクは
ピツト３とこれらピツト間の中間領域４とを有す
る。第３ｂ図は第３ａ図に示すトラツクから生じ
るサンプルＡ＋Ｂを示す。第３ｃ図は比較器６３
の後の再生データ信号を示し、この信号はピツト
および中間領域の長さに相当する周期を有するほ
ぼ方形の信号である。第３ｄ図はデータ信号の縁
部に形成されカウンタ６５に用いられる開始パル
スを示し、このカウンタは第３ｅ図に示すクロツ
ク信号のパルスを計数する。カウンタ６５は計数
値”６”に達する度にパルスを生じ、正のデータ
信号（第３ｃ図）に対し、すなわち中間領域中パ
ルスは出力端子２１に現れ（第３ｆ図）、負のデ
ータ信号に対し、すなわちピツト中パルスは出力
端子２０に現れる（第３ｇ図）、従つて、３クロ
ツク周期だけ遅延した信号Ａ、ＢおよびＣがサン
プリングされる。第３ｈ図は３クロツク周期だけ
遅延された信号Ａを示し、この信号に対しホール
ド回路３２（第１図）は５クロツク周期よりも長
い各中間領域から第３サンプル（第３ｉ図に示す
信号）を保持し、サンプル−ホールド回路３３は
５クロツク周期よりも長い各ピツトから第３サン
プル（第３ｊ図に示す信号）を保持する。
第１図に示す装置では、データ信号Ａ＋Ｂがデ
ータ信号の再生の為に比較器５６に供給される。
この比較器ではサンプルＡ＋Ｂが回路３７の出力
端子４９に現れる判定レベルSLと比較される。
この判定レベルSLは、再生データ信号がデイス
ク上のピツトのパターンに正確に一致するように
する必要がある。信号Ａ＋Ｂは第４図に示すよう
にレベルａ＋ｂおよび＋間で変化する。これ
らのレベルは長い中間領域或いは長いピツトの第
３サンプル中のそれぞれの信号Ａ＋Ｂの値であ
る。判定レベルSLに対して用いる第１近似値は
前記のレベルａ＋ｂおよび＋間の中である
為、 SL＝1/2（ａ＋ｂ＋＋） となる。この近似値は、信号Ａ＋Ｂがその変化に
関して中間領域或いはピツト中対称的である場合
にのみ正しいものであり、この変化は必ずしも対
照的とは限らない。従つて、レベルは信号Ａ＋Ｂ
の非対称の目安であるフアクタαにより補正する
必要がある。このフアクタαの発生に関しては第
６および７図を参照して説明する。
第５図は回路３７のうち判定レベルSLを発生
する部分の一例を示す。サンプルａ、、ｂおよ
びの和は加算器７９により決定され、この和は
除算器８０により２分される。この結果の値1/2
（ａ＋ｂ＋＋）には非対称を補正する為にフ
アクタαを乗じる必要がある。しかし、フアクタ
αを乗じるということは、1/2（ａ＋ｂ＋＋）
の比較的急速な変化に対処する為に高速乗算器を
用いる必要があるということを意味する。フアク
タαの代りにフアクタ（１＋ｅ）を乗じるのがよ
り一層有効であり、このことは２分割除算器８０
の出力信号の一部（分数値）を加算器８１により
この出力信号に加算する必要があるということを
意味する。この分数値（フアクタ）ｅは乗算器８
２により得る。このフアクタｅは位相比較回路５
８（第１図）の出力端子６０における信号から低
域通過フイルタ８３を経て得る。このようにする
ことにより乗算器８２を高速にする必要がないと
いる利点が得られる。その理由は、フアクタｅは
値1/2（ａ＋ｂ＋＋）に比べて比較的ゆつく
り変化する為である。この解決策の他の利点は、
１つの長いピツトおよび１つの長い中間領域後の
レベルａ＋ｂおよび＋が、制御システムが作
動した後に分かれば、補正フアクタｅが分かる前
でも可成り信頼できる決定レベルSL＝1/2（ａ＋
ｂ＋＋）が出力端子４９に現れるということ
である。
第７図は、デイスク上に記録されたデータに対
するクロツク信号の位相誤差の目安である信号
と、信号Ａ＋Ｂの非対称の目安であり、判定レベ
ルSLを補正する為に第５図に示す回路に供給す
る必要のある信号とを発生する回路５８（第１
図）の一例を示す。この第７図に示す回路の作動
を第６図につき説明する。この第６図において、
（Ａ＋Ｂ）o-1および（Ａ＋Ｂ）oは判定レベルSLの
両側に位置する信号Ａ＋Ｂの２つの順次のサンプ
ルである。（Ａ＋Ｂ）o-1および（Ａ＋Ｂ）oが２つ
のサンプルであるアナログ信号がこれらサンプル
間で直線的に変化するものとすると、このアナロ
グ信号と前記の判定レベルとの交点Poは線形補
間により決定することができる。
サンプル（Ａ＋Ｂ）o-1および（Ａ＋Ｂ）oが現れ
る瞬時間の丁度中間に位置する瞬時に対するこの
交点Poの相対偏移は、サンプル（Ａ＋Ｂ）oおよび
（Ａ＋Ｂ）o-1を同期化させる瞬時を決定するクロ
ツク信号とピツト３の縁部との間の瞬時的位相差
の目安、従つて記録されたデータ信号のビツト周
波数に対する瞬時的位相差の目安となる。第６図
においてはこのクロツク信号に信号Scを付し、位
相差に符号oを付した。ピツト３の他方の縁部
に相当するサンプル（Ａ＋Ｂ）nおよび（Ａ＋Ｂ）n
−１間での判定レベルSLとの交点Pnに対しても瞬
時的位相差pを同様にして決定しうる。
和p＋oは２つの縁部の平均位相偏移の目安
となり、従つてクロツク発振器１８の位相誤差の
目安となり、位相誤差pおよびo間の差は判定
レベルSLの、所望レベルからの偏移となる。実
際には、レベルSLが上昇する場合には、pが増
大し、oが減少する為、差p−oは正方向に増
大する。レベルSLが所望レベル以下に減少する
場合には、この差p−oは負となる。
従つて、差p−oは第５図に示す回路に対す
る補正フアクタｅの目安となる。位相差oおよ
びpは線形補間により次式のように決定しうる。
ao＝（Ａ＋Ｂ）o-1＋（Ａ＋Ｂ）o−2SL −ap＝（Ａ＋Ｂ）n-1＋（Ａ＋Ｂ）n−2SL ここにａは補完ラインの傾斜に依存し従つて読
取るデータ信号の振幅に比例するフアクタであ
る。所望信号は第７図に示す回路によつて発生せ
しめる。サンプルＡ＋Ｂは入力端子８４に供給さ
れ。この入力端子はサンプルを１クロツク周期τ
だけ遅延させる遅延装置８５に接続されている
為、正の縁部中レベルSLを交差する場合にサン
プル（Ａ＋Ｂ）nおよび（Ａ＋Ｂ）n-1が前記の遅延
装置８５の入力端子および出力端子にそれぞれ現
れ、負の縁部中にレベルSLを交差する場合にサ
ンプル（Ａ＋Ｂ）oおよび（Ａ＋Ｂ）o-1が遅延装置
８５の入力端子および出力端子にそれぞれ現れ
る。第５図の回路によつて発生せしめられた判定
レベルは入力端子８９に供給される。この判定レ
ベルSLは入力端子８４における信号と一緒に比
較器８６に供給され、この比較器は入力端子８４
における信号が判定レベルSLを越える場合に出
力信号を生じ、また判定レベルSLは遅延装置８
５の出力端子における遅延信号と一緒に比較器８
７に供給され、この比較器８７は判定信号SLが
遅延装置８５の出力端子における信号よりも高い
場合に出力信号が生じる。これら２つの比較器８
６および８７の出力信号はANDゲート９０およ
びNANDゲート９１に供給され、ANDゲート９
０は正の縁部中に判定レベルSLを交差する場合
に信号を生じ、NANDゲート９１は負の縁部中
に判定レベルSLを交差する場合に出力を生じる。
遅延装置８５の両端に得られる信号は加算器８８
により互いに加算され、次に、乗算器９２により
得られた判定レベルSLの２倍が減算回路９３に
よりこの加算信号から減算される。その結果はゲ
ート９０による指令の下でホールド回路９４によ
り、またゲート９１による指令の下でホールド回
路９５によりサンプリングされ、従つてホールド
回路９４の出力端子における信号はaoに等し
く、ホールド回路９５の出力端子における信号は
−pに等しくなる。これらの信号は減算回路９
７により互いに減算され、この回路の出力端子５
９に、ａ（o＋p）に等しい信号が現れる。この
信号はクロツク信号の位相誤差の目安である所望
信号であり、この信号により、低域通過フイルタ
６１を経て発振器１８を補正し、クロツク信号
が、記録されたデータ信号と一定の位相関係を有
するようにする。２つのホールド回路９４および
９５の出力端子における信号は加算器９６により
加算され、この加算器の出力端子６０に（o−
p）に等しい信号が現れ、この信号が非対称の
目安となる信号となる。この信号は判定（しきい
値）レベルを発生する装置（第５図）に供給さ
れ、これにより、信号ａ（o−p）が零になる、
すなわち位相差o（第６図）が位相差pに等しく
なるようにしきい値レベルの高さを制御する制御
ループが得られる。
出力端子５９および６０に現れる信号は信号Ａ
＋Ｂの振幅に比例する。この場合、信号の脱落中
は発生信号が零となり、従つて発振器１８および
第５図に示す装置は通常の位相検出器においてし
ばしば生じる比較的大きな擬似信号の代りの信号
は受けないという利点が得られる。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明による位相検出器を用いる装
置を示すブロツク線図、第２図は、第１図に示す
装置の検出器１９の一例を示すブロツク線図、第
３図は、第２図に示す検出器の作動を説明する為
の線図、第４図は、第５図に示す回路の作動を説
明する為の線図、第５図は、第１図の回路３７の
うち信号SLを生じる部分の一例を示すブロツク
線図、第６図は、第７図に示す回路の作動を説明
するための線図、第７図は、本発明による位相検
出器５８（第１図）の一例を示すブロツク線図で
ある。 １……デイスク状記録担体、２……基板、３…
…ピツト、４……中間領域、５……反射層、６…
…透明保護層、７……レーザ、８……レンズ系、
９……判透過鏡、１０……ビームスプリツタ、１
１ａ〜１１ｄ……光検出器、１２……電流−電圧
変換器、１３……マトリツクス、１４……マルチ
プレクサ、１５……アナログ−デジタル変換器、
１６……デマルチプレクサ、１７……クロツク信
号発生回路、１８……発振器、１９……検出器、
２４，２９，３０，３１……等化器、２５，７
９，８１，８８，９６……加算器、２６，２７，
２８……遅延回路網、３２，３３，３４，３５，
３６，９４，９５……ホールド回路、５０，５
１，５２……デジタル−アナログ変換器、５３，
５４，５５……増幅器、５６，６３，８６，８７
……比較器、５８……位相比較回路、６１……低
域通過フイルタ、６２……高域通過フイルタ、６
４……信号縁部検出回路、６５……カウンタ、６
６……デコーダ回路、６７，６８……ANDゲー
ト、８０……除算器、８２，９２……乗算器、８
３……低域通過フイルタ、８５……遅延装置、９
０……ANDゲート、９１……NANDゲート、９
３，９７……減算回路。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ 情報伝達媒体、特に中間領域と交互に形成さ
    れた光学的に検出しうる領域のトラツクの形態で
    デジタル情報を記録した光学的に読取り可能な記
    録担体を介してデジタル情報を再生するデジタル
    情報再生装置であつて、クロツク信号を発生する
    発振装置と、判定レベルを発生する装置と、前記
    の情報伝達媒体を経て得た信号を前記の判定レベ
    ルと比較してデジタル信号を再生する装置とを具
    えるデジタル情報再生装置において、 再生された信号が可能な２方向のうちの第１の
    方向で前記の判定レベルと交差する第１瞬時の両
    側で前記の再生された信号の振幅をクロツク信号
    と位相同期させてサンプリングするとともに、再
    生された信号が前記の第１の方向とは逆の第２の
    方向で前記の判定レベルと交差する第２瞬時の両
    側で前記の再生された信号の振幅をサンプリング
    する装置と、 第１瞬時の両側でのサンプルの振幅を（Ａ＋
    Ｂ）o-1及び（Ａ＋Ｂ）oとし、第２瞬時の両側での
    サンプルの振幅を（Ａ＋Ｂ）n-1＋（Ａ＋Ｂ）nとし
    た場合に、 （Ａ＋Ｂ）o-1＋（Ａ＋Ｂ）o−（Ａ＋Ｂ）n-1−（Ａ
    ＋Ｂ）nに比例する信号を位相誤差信号として発生
    する装置と を具えたことを特徴とするデジタル情報再生装
    置。 ２ 特許請求の範囲第１項に記載のデジタル情報
    再生装置において、前記の位相誤差信号を前記の
    発振装置に供給し、クロツク信号が再生されたデ
    ジタル信号の時間軸に対し位相ロツクされるよう
    に前記の発振装置を制御するようにしたことを特
    徴とするデジタル情報再生装置。 ３ 特許請求の範囲第１項または第２項に記載の
    デジタル情報再生装置において、前記の判定レベ
    ルをSLとした際に （Ａ＋Ｂ）o-1＋（Ａ＋Ｂ）o＋（Ａ＋Ｂ）n-1＋（Ａ
    ＋Ｂ）n−4SLに比例する信号を前記の判定レベル
    に対する補正信号として発生する装置が設けられ
    ていることを特徴とするデシタル情報再生装置。
JP59215295A 1983-10-17 1984-10-16 デジタル情報再生装置 Granted JPS60111371A (ja)

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NL8303563 1983-10-17

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EP (1) EP0138274B1 (ja)
JP (1) JPS60111371A (ja)
KR (1) KR920009194B1 (ja)
AT (1) ATE36770T1 (ja)
AU (1) AU573487B2 (ja)
CA (1) CA1235493A (ja)
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DE (1) DE3473672D1 (ja)
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NL (1) NL8303563A (ja)
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