JPH0556636B2 - - Google Patents
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- JPH0556636B2 JPH0556636B2 JP3919786A JP3919786A JPH0556636B2 JP H0556636 B2 JPH0556636 B2 JP H0556636B2 JP 3919786 A JP3919786 A JP 3919786A JP 3919786 A JP3919786 A JP 3919786A JP H0556636 B2 JPH0556636 B2 JP H0556636B2
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Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は、インバータ式Ｘ線装置に係り、特に
管電圧波形の安定化の技術に関するものである。
管電圧波形の安定化の技術に関するものである。
Ｘ線装置は、商用電源を受電し、電圧調整用変
圧器の２次側に設けた摺動ブラシの位置を変える
などの方法によつて調整した電圧を高圧変圧器に
よつて昇圧し、整流した後、Ｘ線管に印加する構
成が用いられてきた。
圧器の２次側に設けた摺動ブラシの位置を変える
などの方法によつて調整した電圧を高圧変圧器に
よつて昇圧し、整流した後、Ｘ線管に印加する構
成が用いられてきた。
一方、近年、発達のめざましい電力用半導体を
用いて、電力制御技術を適用したインバータ式Ｘ
線装置が開発されている。インバータ式Ｘ線装置
は、電力制御に半導体素子を用いるので、その電
力制御の応答は、前述の電力調整用変圧器を用い
る構成に比べて、きわめて速く、Ｘ線曝射中の管
電圧調整も容易になるので、管電圧やインバータ
入力電圧を検出し、設定値とＨ比較した結果に応
じて管電圧を調整するフイードバツク制御によつ
て、精度よく所定の管電圧を得ることができる。
用いて、電力制御技術を適用したインバータ式Ｘ
線装置が開発されている。インバータ式Ｘ線装置
は、電力制御に半導体素子を用いるので、その電
力制御の応答は、前述の電力調整用変圧器を用い
る構成に比べて、きわめて速く、Ｘ線曝射中の管
電圧調整も容易になるので、管電圧やインバータ
入力電圧を検出し、設定値とＨ比較した結果に応
じて管電圧を調整するフイードバツク制御によつ
て、精度よく所定の管電圧を得ることができる。
第３図は、フイードバツク制御を用いた従来の
インバータ式Ｘ線装置の構成を示す。１はサイリ
スタ１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄによつて商用電源を
全波整流し、リアクトル１ｅ、平滑用コンデンサ
１ｆによつて平滑する整流回路、２は整流回路１
の出力電圧を所定の直流電圧に変換するDC／DC
コンバータ、３はDC／DCコンバータ２の出力を
平滑するコンデンサ、４はDC／DCコンバータ２
の出力電圧を所定の周波数の交流電圧に変換する
インバータ、５はインバータ４の出力を昇圧する
高圧変圧器、６は高圧変圧器５の出力を直流に変
換する整流回路、７は６の出力電圧を印加しＸ線
を発生するＸ線管である。
インバータ式Ｘ線装置の構成を示す。１はサイリ
スタ１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄによつて商用電源を
全波整流し、リアクトル１ｅ、平滑用コンデンサ
１ｆによつて平滑する整流回路、２は整流回路１
の出力電圧を所定の直流電圧に変換するDC／DC
コンバータ、３はDC／DCコンバータ２の出力を
平滑するコンデンサ、４はDC／DCコンバータ２
の出力電圧を所定の周波数の交流電圧に変換する
インバータ、５はインバータ４の出力を昇圧する
高圧変圧器、６は高圧変圧器５の出力を直流に変
換する整流回路、７は６の出力電圧を印加しＸ線
を発生するＸ線管である。
８はDC／DCコンバータ２の出力電圧あるいは
管電圧に対応して整流回路１の出力電圧を制御す
るために、サイリスタ１ａ〜１ｄの点弧位相角で
ある整流回路位相制御角設定値に相当する信号を
出力する位相制御回路、９は位相制御回路８の出
力に応じてサイリスタ１ａ〜１ｄをドライブする
ゲート回路である。
管電圧に対応して整流回路１の出力電圧を制御す
るために、サイリスタ１ａ〜１ｄの点弧位相角で
ある整流回路位相制御角設定値に相当する信号を
出力する位相制御回路、９は位相制御回路８の出
力に応じてサイリスタ１ａ〜１ｄをドライブする
ゲート回路である。
２０と２１はDC／DCコンバータ２の出力電圧
を検出するための分圧器、２４はDC−DCコンバ
ータ２の出力電圧がDC−DCコンバータ出力電圧
設定値と等しくなるように、分圧器２０と２１と
によつて検出した電圧とDC−DCコンバータ出力
電圧設定値とを比較し、その誤差に応じた信号を
出力する誤差増幅器、１０は誤差増幅器２４の出
力信号に対応したデユーテイ信号を発生するデユ
ーテイ制御回路、１１はデユーテイ制御回路１０
で発生するデユーテイ信号によつてDC−DCコン
バータ２をドライブするドライブ回路である。
を検出するための分圧器、２４はDC−DCコンバ
ータ２の出力電圧がDC−DCコンバータ出力電圧
設定値と等しくなるように、分圧器２０と２１と
によつて検出した電圧とDC−DCコンバータ出力
電圧設定値とを比較し、その誤差に応じた信号を
出力する誤差増幅器、１０は誤差増幅器２４の出
力信号に対応したデユーテイ信号を発生するデユ
ーテイ制御回路、１１はデユーテイ制御回路１０
で発生するデユーテイ信号によつてDC−DCコン
バータ２をドライブするドライブ回路である。
以上の構成が従来のDC−DCコンバータフイー
ドバツク制御方式のインバータ式Ｘ線装置であ
る。
ドバツク制御方式のインバータ式Ｘ線装置であ
る。
Ｘ線装置の負荷であるＸ線管７に印加される管
電圧の可変すべき範囲は20〜150kV、また、Ｘ線
管７に流れる管電流の変化範囲は0.5〜2000ｍＡ
である。したがつて、Ｘ線管を等価的に抵抗負荷
として考えるとそれらの値は104倍以上変化する。
この変化を調整するためには、DC／DCコンバー
タ２だけの制御では非常に困難である。このた
め、管電圧および管電流に応じて整流回路１と
DC／DCコンバータ２とを制御する必要がある。
整流回路１では、電源周期に同期した制御しかで
きないので、整流回路出力電圧の脈動の大きな要
因である電源周期の脈動は本質的に制御できな
い。この電源周期の脈動はDC／DCコンバータ２
の第３図に示すようなフイードバツク制御によつ
て吸収している。DC／DCコンバータ２の出力電
圧の脈動は直接、管電圧波形に影響するので安定
化する必要がある。
電圧の可変すべき範囲は20〜150kV、また、Ｘ線
管７に流れる管電流の変化範囲は0.5〜2000ｍＡ
である。したがつて、Ｘ線管を等価的に抵抗負荷
として考えるとそれらの値は104倍以上変化する。
この変化を調整するためには、DC／DCコンバー
タ２だけの制御では非常に困難である。このた
め、管電圧および管電流に応じて整流回路１と
DC／DCコンバータ２とを制御する必要がある。
整流回路１では、電源周期に同期した制御しかで
きないので、整流回路出力電圧の脈動の大きな要
因である電源周期の脈動は本質的に制御できな
い。この電源周期の脈動はDC／DCコンバータ２
の第３図に示すようなフイードバツク制御によつ
て吸収している。DC／DCコンバータ２の出力電
圧の脈動は直接、管電圧波形に影響するので安定
化する必要がある。
以上のように、整流回路では管電圧および管電
流に応じて、大まかに出力電圧を調整し、DC／
DCコンバータ２をフイードバツク制御すること
によつて精度よく安定化を計つている。
流に応じて、大まかに出力電圧を調整し、DC／
DCコンバータ２をフイードバツク制御すること
によつて精度よく安定化を計つている。
しかし、整流回路を一定の位相で動作させると
次のような弊害が生ずる。
次のような弊害が生ずる。
Ｘ線曝射前では、整流回路１の出力電圧は入力
電圧のピーク値に充電される。そして、Ｘ線の曝
射中はその値は入力電圧の平均値となる。平滑化
のためにリアクトル１ｅのインダクタンスを大き
くして電流が連続する状態では、整流回路１の出
力電圧VRは入力である商用電源の実効電圧をVio
位相制御角をαとすると、 VR＝２√２／πViocosα ……(1) で表わされる。この連続状態では位相制御角αは
必ずπ／２より小さく設定するので、Ｘ線曝射停止 時点、すなわちＸ線曝射前では整流回路１の出力
電圧VRは商用電源の実効値Vioのピーク値、すな
わち√２Vioに充電される。
電圧のピーク値に充電される。そして、Ｘ線の曝
射中はその値は入力電圧の平均値となる。平滑化
のためにリアクトル１ｅのインダクタンスを大き
くして電流が連続する状態では、整流回路１の出
力電圧VRは入力である商用電源の実効電圧をVio
位相制御角をαとすると、 VR＝２√２／πViocosα ……(1) で表わされる。この連続状態では位相制御角αは
必ずπ／２より小さく設定するので、Ｘ線曝射停止 時点、すなわちＸ線曝射前では整流回路１の出力
電圧VRは商用電源の実効値Vioのピーク値、すな
わち√２Vioに充電される。
このＸ線曝射前の整流回路出力電圧をＸ線曝射
時の整流回路出力電圧を等しくするために、整流
回路の位相制御角αをＸ線曝射時とＸ線曝射中で
変化する必要がある。つまり、Ｘ線曝射前にピー
ク充電する値をＸ線曝射中の平均値充電する値と
等しくしなければならない。このタイムチヤート
を第４図に示す。図に示すように、Ｘ線曝射信号
が入力される時刻t0以前では、整流回路１は位相
制御角α0で動作し、ピーク充電するが、時刻t0以
後では位相制御角α1で動作する。このとき、位相
制御角α1はα1によつて(1)式から得られる電圧が位
相角α0によるピーク充電時の値と等しくなるよう
にする。位相角α0のときの整流回路出力電圧VR
はピーク充電であるから VR＝√２Viosinα0 ……(2) となる。
時の整流回路出力電圧を等しくするために、整流
回路の位相制御角αをＸ線曝射時とＸ線曝射中で
変化する必要がある。つまり、Ｘ線曝射前にピー
ク充電する値をＸ線曝射中の平均値充電する値と
等しくしなければならない。このタイムチヤート
を第４図に示す。図に示すように、Ｘ線曝射信号
が入力される時刻t0以前では、整流回路１は位相
制御角α0で動作し、ピーク充電するが、時刻t0以
後では位相制御角α1で動作する。このとき、位相
制御角α1はα1によつて(1)式から得られる電圧が位
相角α0によるピーク充電時の値と等しくなるよう
にする。位相角α0のときの整流回路出力電圧VR
はピーク充電であるから VR＝√２Viosinα0 ……(2) となる。
(1)と(2)とが等しくなるには
α1＝cos-1（π／２sinα0） ……(3)
である。
上記のように、無負荷時と負荷時の位相制御角
を、各負荷においてすべて用意することは、非常
にデータ量が増加し、その上、電源電圧の変動な
どには、ほとんど対応できない欠点がある。
を、各負荷においてすべて用意することは、非常
にデータ量が増加し、その上、電源電圧の変動な
どには、ほとんど対応できない欠点がある。
なお、上記の整流回路の動作については、特開
昭59−78499に記されている。
昭59−78499に記されている。
本発明の目的は、インバータ式Ｘ線装置におい
て、Ｘ線曝射開始時における整流回路出力電圧の
制御を簡易にすると共に管電圧波形の安定化を図
るにある。
て、Ｘ線曝射開始時における整流回路出力電圧の
制御を簡易にすると共に管電圧波形の安定化を図
るにある。
本発明はDC−DCコンバータのフイードバツク
制御の他に整流回路に対してもフイードバツク制
御を用いて安定化を図り、Ｘ線曝射前とＸ線曝射
中を同一のデータで制御できるようにして、電源
電圧の変動にも対応できるようにしたものであ
る。
制御の他に整流回路に対してもフイードバツク制
御を用いて安定化を図り、Ｘ線曝射前とＸ線曝射
中を同一のデータで制御できるようにして、電源
電圧の変動にも対応できるようにしたものであ
る。
第１図に本発明の一実施例を示す。１〜１１，
２０，２１，２４は第３図と同種のものであり説
明を省略する。２２と２３は、整流回路１の出力
電圧を分圧して検出する分圧器、２５は整流回路
１の出力電圧が整流回路出力電圧設定値と等しく
なるように、分圧器２２と２３とによつて検出し
た電圧と整流回路出力電圧設定値とを比較し、そ
の誤差に応じた信号を出力する誤差増幅器であ
る。
２０，２１，２４は第３図と同種のものであり説
明を省略する。２２と２３は、整流回路１の出力
電圧を分圧して検出する分圧器、２５は整流回路
１の出力電圧が整流回路出力電圧設定値と等しく
なるように、分圧器２２と２３とによつて検出し
た電圧と整流回路出力電圧設定値とを比較し、そ
の誤差に応じた信号を出力する誤差増幅器であ
る。
第２図は第１図の動作を示すタイムチヤートで
ある。Ｘ線曝射信号が入力されるまでは、すでに
整流回路出力電圧VRは、整流回路出力電圧設定
値に充電され、ほとんど誤差がないのでサイリス
タ１ａ〜１ｄは動作を停止している。
ある。Ｘ線曝射信号が入力されるまでは、すでに
整流回路出力電圧VRは、整流回路出力電圧設定
値に充電され、ほとんど誤差がないのでサイリス
タ１ａ〜１ｄは動作を停止している。
時刻t0でＸ線曝射信号が入力されると、平滑コ
ンデンサ１ｆからの放電により電力が負荷である
Ｘ線管７へ供給される。すると、平滑コンデンサ
１ｆの電圧VRは低下し、整流回路出力電圧設定
値との誤差が大きくなるので、電源からのエネル
ギー供給を増加するため、整流回路位相制御角を
小さくするように誤差増幅器２５の出力電圧ａは
小さくなる。整流回路１のサイリスタは誤差増幅
器２５の出力電圧ａにしたがつて点弧し、整流回
路出力電圧を一定に保とうとする。
ンデンサ１ｆからの放電により電力が負荷である
Ｘ線管７へ供給される。すると、平滑コンデンサ
１ｆの電圧VRは低下し、整流回路出力電圧設定
値との誤差が大きくなるので、電源からのエネル
ギー供給を増加するため、整流回路位相制御角を
小さくするように誤差増幅器２５の出力電圧ａは
小さくなる。整流回路１のサイリスタは誤差増幅
器２５の出力電圧ａにしたがつて点弧し、整流回
路出力電圧を一定に保とうとする。
整流回路出力電圧の電源周期脈動は上記整流回
路のフイードバツク制御によつても吸収できない
が、この脈動は整流回路出力側に接続するDC／
DCコンバータ２をフイードバツク制御すること
によつて吸収し、管電圧波形を安定化することが
可能である。
路のフイードバツク制御によつても吸収できない
が、この脈動は整流回路出力側に接続するDC／
DCコンバータ２をフイードバツク制御すること
によつて吸収し、管電圧波形を安定化することが
可能である。
以上のように、本実施例では整流回路をフイー
ドバツク制御することによつて、Ｘ線曝射前とＸ
線曝射中の整流回路出力電圧を１つのデータで制
御でき、電源電圧が変動しても、整流回路出力電
圧を安定化できる。また、整流回路では制御でき
ない脈動については、DC／DCコンバータ２のフ
イードバツク制御によつて安定化できる。
ドバツク制御することによつて、Ｘ線曝射前とＸ
線曝射中の整流回路出力電圧を１つのデータで制
御でき、電源電圧が変動しても、整流回路出力電
圧を安定化できる。また、整流回路では制御でき
ない脈動については、DC／DCコンバータ２のフ
イードバツク制御によつて安定化できる。
第５図に本発明の他の実施例を示す。１〜１
１，２０，２１，２４は第１図および第３図と同
種のものであり、説明を省略する。３０と３１
は、Ｘ線管７に印加する電圧を分圧して検出する
分圧器、３２はＸ線管７に印加する電圧が管電圧
設定値と等しくなるように、分圧器３０と３１に
よつて検出した電圧と管電圧設定値とを比較し、
その誤差に応じた信号を出力する誤差増幅器であ
る。
１，２０，２１，２４は第１図および第３図と同
種のものであり、説明を省略する。３０と３１
は、Ｘ線管７に印加する電圧を分圧して検出する
分圧器、３２はＸ線管７に印加する電圧が管電圧
設定値と等しくなるように、分圧器３０と３１に
よつて検出した電圧と管電圧設定値とを比較し、
その誤差に応じた信号を出力する誤差増幅器であ
る。
第５図と第１図との実施例が異なる点は、第５
図ではDC／DCコンバータ２を制御するために、
DC／DCコンバータの出力電圧を用いるのではな
く、直接、管電圧をフイードバツクした点であ
る。直接、フイードバツクするために、第３図の
従来例よりもさらに精度のよい管電圧波形を得る
ことができる。
図ではDC／DCコンバータ２を制御するために、
DC／DCコンバータの出力電圧を用いるのではな
く、直接、管電圧をフイードバツクした点であ
る。直接、フイードバツクするために、第３図の
従来例よりもさらに精度のよい管電圧波形を得る
ことができる。
第６図に本発明の他の実施例を示す。１ｅ，１
ｆ，２〜１１，２０，２１，２４は第１図、第３
図および第６図と同種のものであり、説明を省略
する。３１はゲート・ターン・オフ・サイリスタ
３１ａ〜３１ｄから成る整流回路である。
ｆ，２〜１１，２０，２１，２４は第１図、第３
図および第６図と同種のものであり、説明を省略
する。３１はゲート・ターン・オフ・サイリスタ
３１ａ〜３１ｄから成る整流回路である。
第６図の実施例が、第１図の実施例と異なる点
は、第６図では整流回路のスイツチ素子として、
自己消弧能力を有するゲート・ターン・オフ・サ
イリスタを用いた点である。ゲート・ターン・オ
フ・サイリスタはその自己消弧能力により、電源
周期とは無関係にオン・オフできるので、第１図
の実施例に比べて、整流回路出力電圧の電源周期
の脈動を軽減できる。したがつて、DC／DCコン
バータ２の責務を軽減することが可能になる。
は、第６図では整流回路のスイツチ素子として、
自己消弧能力を有するゲート・ターン・オフ・サ
イリスタを用いた点である。ゲート・ターン・オ
フ・サイリスタはその自己消弧能力により、電源
周期とは無関係にオン・オフできるので、第１図
の実施例に比べて、整流回路出力電圧の電源周期
の脈動を軽減できる。したがつて、DC／DCコン
バータ２の責務を軽減することが可能になる。
さらに、ゲート・ターン・オフ・サイリスタよ
りも高速でスイツチングできる素子を用いれば、
DC／DCコンバータを省略する構成も可能であ
る。
りも高速でスイツチングできる素子を用いれば、
DC／DCコンバータを省略する構成も可能であ
る。
なお、上記各実施例では単相の商用電源につい
て述べたが、整流回路を三相整流回路にすること
により、三相電源にも対応できることはもちろん
である。
て述べたが、整流回路を三相整流回路にすること
により、三相電源にも対応できることはもちろん
である。
本発明によれば、インバータ式Ｘ線装置の整流
回路をフイードバツク制御するので、Ｘ線曝射前
とＸ線曝射中の整流回路出力電圧を等しくするこ
とができ、電源電圧の変動に対しても、一定の電
圧を出力することができる。また、整流回路の出
力に接続したDC／DCコンバータをフイードバツ
ク制御することにより、安定した管電圧波形を得
ることができる。
回路をフイードバツク制御するので、Ｘ線曝射前
とＸ線曝射中の整流回路出力電圧を等しくするこ
とができ、電源電圧の変動に対しても、一定の電
圧を出力することができる。また、整流回路の出
力に接続したDC／DCコンバータをフイードバツ
ク制御することにより、安定した管電圧波形を得
ることができる。
第１図は本発明の一実施例、第２図は第１図の
動作を示すタイムチヤート、第３図は従来例の構
成図、第４図は第３図の動作を示すタイムチヤー
ト、第５図は本発明の他の実施例、第６図は本発
明の他の実施例。 １……整流回路、２……DC／DCコンバータ、
４……インバータ、５……高圧変圧器、６……整
流回路、７……Ｘ線管、２５……誤差増幅器。
動作を示すタイムチヤート、第３図は従来例の構
成図、第４図は第３図の動作を示すタイムチヤー
ト、第５図は本発明の他の実施例、第６図は本発
明の他の実施例。 １……整流回路、２……DC／DCコンバータ、
４……インバータ、５……高圧変圧器、６……整
流回路、７……Ｘ線管、２５……誤差増幅器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 交流入力電源を直流に変換する第１の整流回
路と、前記直流電圧を所定の電圧に変換するコン
バータと、該コンバータの出力を交流に変換する
インバータと、該インバータの出力電圧を昇圧す
る変圧器と、該変圧器の出力側に接続された第２
の整流回路と、該整流回路の出力側に接続された
Ｘ線管を具備するとともに、前記Ｘ線管に印加さ
れる管電圧に対応する電圧を検出する第１の検出
器と、前記第１の整流回路の出力電圧を検出する
第２の検出器と、前記第１の検出器の出力信号と
管電圧に対応する電圧設定信号とを、及び第２の
検出器の出力信号と前記第１の整流回路の出力電
圧設定信号とを等しくするように制御する各々の
制御器とを具備することを特徴とするインバータ
式Ｘ線装置。 ２ 管電圧に対応する電圧を検出する第１の検出
器は、コンバータの出力電圧を測定するものであ
ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
インバータ式Ｘ線装置。 ３ 管電圧に対応する電圧を検出する第１の検出
器は、第２の整流回路の出力電圧を測定するもの
であることを特徴とする特許請求の範囲第１項記
載のインバータ式Ｘ線装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3919786A JPS62198094A (ja) | 1986-02-26 | 1986-02-26 | インバ−タ式ｘ線装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3919786A JPS62198094A (ja) | 1986-02-26 | 1986-02-26 | インバ−タ式ｘ線装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62198094A JPS62198094A (ja) | 1987-09-01 |
| JPH0556636B2 true JPH0556636B2 (ja) | 1993-08-20 |
Family
ID=12546395
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3919786A Granted JPS62198094A (ja) | 1986-02-26 | 1986-02-26 | インバ−タ式ｘ線装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62198094A (ja) |
-
1986
- 1986-02-26 JP JP3919786A patent/JPS62198094A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62198094A (ja) | 1987-09-01 |
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