JPH0558283B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0558283B2 JPH0558283B2 JP12313086A JP12313086A JPH0558283B2 JP H0558283 B2 JPH0558283 B2 JP H0558283B2 JP 12313086 A JP12313086 A JP 12313086A JP 12313086 A JP12313086 A JP 12313086A JP H0558283 B2 JPH0558283 B2 JP H0558283B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- attenuator
- signal
- outputs
- phase difference
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 3
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 3
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 2
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 2
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
- 238000000411 transmission spectrum Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
無線通信において、送信機における電力増幅器
の線形性と電源効率との間の関係は常に問題とな
るところである。電源効率の高い増幅器を用いれ
ば、非線形歪が大きくなる。高密度なデイジタル
伝送を行なう場合には４相PSKや16値QAM等の
線形変調方式が用いられるがこのような変調方式
により変調された信号は増幅器の非線形性による
送信スペクトル劣化は避けられない。このような
劣化を補償するため負帰還回路による歪抑圧は一
般によく用いられる方式の一つである。特に高い
周波数帯域の信号に対して高い一巡利得を得るた
めの一方式として、電力増幅器出力を復調して基
底帯域信号の形で帰還する方式が知られている。
の線形性と電源効率との間の関係は常に問題とな
るところである。電源効率の高い増幅器を用いれ
ば、非線形歪が大きくなる。高密度なデイジタル
伝送を行なう場合には４相PSKや16値QAM等の
線形変調方式が用いられるがこのような変調方式
により変調された信号は増幅器の非線形性による
送信スペクトル劣化は避けられない。このような
劣化を補償するため負帰還回路による歪抑圧は一
般によく用いられる方式の一つである。特に高い
周波数帯域の信号に対して高い一巡利得を得るた
めの一方式として、電力増幅器出力を復調して基
底帯域信号の形で帰還する方式が知られている。
本発明はこのような電力増幅器出力を復調して
基底帯域信号の形で帰還する負帰還増幅器に関す
る。
基底帯域信号の形で帰還する負帰還増幅器に関す
る。
（従来の技術とその問題点）
増幅器出力を復調して帰還する方式としては、
セカンド・インターナシヨナル・コンフアレン
ス・オン・レデイオ・スペクトラム・コンサーベ
イシヨン・テクニクス（2nd International
Conference on Radio Spectrum Conservation
Techniques）ページ44からページ49に発表され
た方式がある。第２図に従来技術の一例を示す。
端子２０１，２０２から入力した信号ｘ，ｔ，
ｙ，ｔはそれぞれ引き算器２０１，２１５を通つ
て低域炉波器２３０および２３５に入力する。低
域炉波器２３０出力と正弦波発生器（発振角周波
数はωC）２９０出力である搬送波とをかけ算器
２４０でかけ合わせ、また低域炉波器２３５出力
と移相器２９５で90°位相が変化した正弦波発生
器２９０出力とをかけ算器２４５でかけあわせた
あとかけ算器２４０および２４５出力を加算器２
５０で加算する。加算器２５０の出力は端子２０
１，２０２から入力した基底帯域信号により直交
変調された信号である。加算器２５０出力は利得
Ｇの増幅器２６０で増幅されて端子２０３から送
信される。増幅器２６０出力の一部を受けて減衰
量Ｒの減衰器２７０で減衰した送信信号は移相器
２７５で移相を調整したあとかけ算器２８０およ
び２８５に入力する。かけ算器２８５では正弦波
発生器２９０出力とかけあわせて復調し、復調さ
れた信号は引き算器２１０に入力して端子２０１
からの入力信号から引き算する。かけ算器２８０
では90°位相変化した正弦波発生器出力とかけあ
わせて復調し、復調された信号は引き算器２１５
に入力し端子２０２からの入力信号から引き算す
る。LPF２３０および２３５は帰還回路の帯域
を制限するためのもので、二つの特性はほぼ等し
いことが望ましい。移相器２７５は、遅延による
一巡利得の劣化を防ぐためのものである。例えば
増幅器２６０入力から減衰器２７０出力までの遅
延をΔτとし、移相器２７５がないとする。この
時加算器２５０の出力zO（ｔ）を、 zO（ｔ）＝ｘ（ｔ）cosωCｔ＋ｙ（ｔ）sinωCｔ (1) と書くことにすると、加算器２８０及び２８５の
出力は Ｇ・Ｒ・ｘ（ｔ−Δτ）cosΔτωC 又は Ｇ・Ｒ・ｙ（ｔ−Δτ）cosΔτωC (2) となる。従つてもし ０cosΔτωC＜１ (3) となる時には等価的に一巡利得が下がつてしま
い、歪改善特性が十分に得られない。又、 cosΔτωC＜０ (4) となる時には正帰還となり回路は発振する。従つ
て移相器２７５を用いて減衰器出力の移相をΔθ
だけ動かすと、かけ算器２８０および２８５出力
は、 Ｇ・Ｒ・ｘ（ｔ−Δτ）cos（ΔτωC−Δθ） 又は Ｇ・Ｒ・ｙ（ｔ−Δτ）cos（ΔτωC−Δθ） (5) となるから、 ΔτωC−Δθ＝2nπ (6) となるようにΔθを決定すればこれまで述べた問
題を回避できる。しかしながらこのような回路を
FDMシステムに用いる時、増幅器の遅延が周波
数特性を持つとすると、回線を変えた時に、 ０＜cos（Δτ′ωC−Δθ）＜１ (7) となり（Δτ′は新しい遅延）、一巡利得が劣化す
る。
セカンド・インターナシヨナル・コンフアレン
ス・オン・レデイオ・スペクトラム・コンサーベ
イシヨン・テクニクス（2nd International
Conference on Radio Spectrum Conservation
Techniques）ページ44からページ49に発表され
た方式がある。第２図に従来技術の一例を示す。
端子２０１，２０２から入力した信号ｘ，ｔ，
ｙ，ｔはそれぞれ引き算器２０１，２１５を通つ
て低域炉波器２３０および２３５に入力する。低
域炉波器２３０出力と正弦波発生器（発振角周波
数はωC）２９０出力である搬送波とをかけ算器
２４０でかけ合わせ、また低域炉波器２３５出力
と移相器２９５で90°位相が変化した正弦波発生
器２９０出力とをかけ算器２４５でかけあわせた
あとかけ算器２４０および２４５出力を加算器２
５０で加算する。加算器２５０の出力は端子２０
１，２０２から入力した基底帯域信号により直交
変調された信号である。加算器２５０出力は利得
Ｇの増幅器２６０で増幅されて端子２０３から送
信される。増幅器２６０出力の一部を受けて減衰
量Ｒの減衰器２７０で減衰した送信信号は移相器
２７５で移相を調整したあとかけ算器２８０およ
び２８５に入力する。かけ算器２８５では正弦波
発生器２９０出力とかけあわせて復調し、復調さ
れた信号は引き算器２１０に入力して端子２０１
からの入力信号から引き算する。かけ算器２８０
では90°位相変化した正弦波発生器出力とかけあ
わせて復調し、復調された信号は引き算器２１５
に入力し端子２０２からの入力信号から引き算す
る。LPF２３０および２３５は帰還回路の帯域
を制限するためのもので、二つの特性はほぼ等し
いことが望ましい。移相器２７５は、遅延による
一巡利得の劣化を防ぐためのものである。例えば
増幅器２６０入力から減衰器２７０出力までの遅
延をΔτとし、移相器２７５がないとする。この
時加算器２５０の出力zO（ｔ）を、 zO（ｔ）＝ｘ（ｔ）cosωCｔ＋ｙ（ｔ）sinωCｔ (1) と書くことにすると、加算器２８０及び２８５の
出力は Ｇ・Ｒ・ｘ（ｔ−Δτ）cosΔτωC 又は Ｇ・Ｒ・ｙ（ｔ−Δτ）cosΔτωC (2) となる。従つてもし ０cosΔτωC＜１ (3) となる時には等価的に一巡利得が下がつてしま
い、歪改善特性が十分に得られない。又、 cosΔτωC＜０ (4) となる時には正帰還となり回路は発振する。従つ
て移相器２７５を用いて減衰器出力の移相をΔθ
だけ動かすと、かけ算器２８０および２８５出力
は、 Ｇ・Ｒ・ｘ（ｔ−Δτ）cos（ΔτωC−Δθ） 又は Ｇ・Ｒ・ｙ（ｔ−Δτ）cos（ΔτωC−Δθ） (5) となるから、 ΔτωC−Δθ＝2nπ (6) となるようにΔθを決定すればこれまで述べた問
題を回避できる。しかしながらこのような回路を
FDMシステムに用いる時、増幅器の遅延が周波
数特性を持つとすると、回線を変えた時に、 ０＜cos（Δτ′ωC−Δθ）＜１ (7) となり（Δτ′は新しい遅延）、一巡利得が劣化す
る。
そこで、本発明の目的は、このような一巡利得
の劣化を防ぐことにある。
の劣化を防ぐことにある。
（問題点を解決するための手段）
前述の問題点を解決するために本発明が提供す
る負帰還増幅器は、第１および第２の基底帯域信
号を入力とし：入力された前記第１および第２の
基底帯域信号をそれぞれ受ける第１および第２の
引き算器と；該第１および第２の引き算器出力お
よび正弦波発生器出力を受ける直交変調器と；該
直交変調器出力を増幅して出力する電力増幅器
と；該電力増幅器出力の一部を受けて信号を減衰
させる減衰器と；前記直交変調器出力と前記減衰
器出力を受けて両者の位相差を示す信号を出力す
る位相差検出回路と；該位相差検出回路出力によ
つて決定された位相差分だけ前記正弦波発生器出
力の位相を変えて出力する移相器と；該移相器出
力と前記減衰器出力を受けて行う復調操作によつ
て、前記第１の基底帯域信号に対応する第３の基
底帯域信号と、前記第２の基底帯域信号に対応す
る第４の基底帯域信号とを生成し、これら第３お
よび第４の基底帯域信号を前記第１および第２の
引き算器にそれぞれ出力する直交復調器と；前記
第１および第２の引き算器と前記直交変調器と前
記電力増幅器と前記減衰器と前記直交復調器とか
らなる一巡回路の中に含まれる帯域制限回路とか
らなることを特徴とする。
る負帰還増幅器は、第１および第２の基底帯域信
号を入力とし：入力された前記第１および第２の
基底帯域信号をそれぞれ受ける第１および第２の
引き算器と；該第１および第２の引き算器出力お
よび正弦波発生器出力を受ける直交変調器と；該
直交変調器出力を増幅して出力する電力増幅器
と；該電力増幅器出力の一部を受けて信号を減衰
させる減衰器と；前記直交変調器出力と前記減衰
器出力を受けて両者の位相差を示す信号を出力す
る位相差検出回路と；該位相差検出回路出力によ
つて決定された位相差分だけ前記正弦波発生器出
力の位相を変えて出力する移相器と；該移相器出
力と前記減衰器出力を受けて行う復調操作によつ
て、前記第１の基底帯域信号に対応する第３の基
底帯域信号と、前記第２の基底帯域信号に対応す
る第４の基底帯域信号とを生成し、これら第３お
よび第４の基底帯域信号を前記第１および第２の
引き算器にそれぞれ出力する直交復調器と；前記
第１および第２の引き算器と前記直交変調器と前
記電力増幅器と前記減衰器と前記直交復調器とか
らなる一巡回路の中に含まれる帯域制限回路とか
らなることを特徴とする。
（実施例）
本発明の実施例を図面を参照して説明する。
第１図は本発明の一実施例を示すブロツク図で
ある。
ある。
端子１０１から入力した信号は引き算器１１０
に入力し、端子１０２から入力した信号は引き算
器１１５に入力する。引き算器１１０および引き
算器１１５出力はそれぞれ低域炉波器１２０およ
び１２５を通つて直交変調器１３０に入力する。
直交変調器１３０では正弦波発生器１３１（角周
波数はωC）の出力を変調する。変調された信号
は電力増幅器１４０で増幅されて送信される。増
幅器１４０出力の一部は減衰器１４５で減衰され
て直交復調器１３５に入力する。直交復調器１３
５は、移相器１３２を通過した正弦波発生器１３
１出力を受けて減衰器１４５出力を復調し、第１
および第２の基底帯域信号を得る。これら第１お
よび第２の基底帯域信号は引き算器１１０および
１１５にそれぞれ入力する。
に入力し、端子１０２から入力した信号は引き算
器１１５に入力する。引き算器１１０および引き
算器１１５出力はそれぞれ低域炉波器１２０およ
び１２５を通つて直交変調器１３０に入力する。
直交変調器１３０では正弦波発生器１３１（角周
波数はωC）の出力を変調する。変調された信号
は電力増幅器１４０で増幅されて送信される。増
幅器１４０出力の一部は減衰器１４５で減衰され
て直交復調器１３５に入力する。直交復調器１３
５は、移相器１３２を通過した正弦波発生器１３
１出力を受けて減衰器１４５出力を復調し、第１
および第２の基底帯域信号を得る。これら第１お
よび第２の基底帯域信号は引き算器１１０および
１１５にそれぞれ入力する。
移相器１３２の位相変化量Δθは、直交変調器
１３０出力から直交復調器１３５入力までの遅延
Δτによる位相変化を相殺するように制御される。
移相器１３２における位相変化量Δθをこのよう
に制御するために、位相差検出回路１５０は、直
交変調器１３０出力と直交復調器１３５入力とを
受けて、両者の位相差を示す信号を制御信号とし
て移相器１３２に出力する。
１３０出力から直交復調器１３５入力までの遅延
Δτによる位相変化を相殺するように制御される。
移相器１３２における位相変化量Δθをこのよう
に制御するために、位相差検出回路１５０は、直
交変調器１３０出力と直交復調器１３５入力とを
受けて、両者の位相差を示す信号を制御信号とし
て移相器１３２に出力する。
第３図は第１図実施例における位相差検出回路
１５０の一具体例を示す回路図である。この位相
差検出回路１５０は、振幅リミタ３０４，３０５
とダブルバランスミキサーを用いて構成してあ
る。第３図の端子３０１の入力を直交復調器１３
５入力とすると、入力信号は、 cos｛ωC（ｔ＋Δτ）＋φ（ｔ＋Δτ）｝ と書け、端子３０２からの入力を直交変調器１３
０出力とすると、入力信号は、 cos｛ωCｔ＋φ（ｔ）｝ と書ける。すると端子３０３から出力する信号は
両者をかけあわせたあとの周波数差を示す成分と
なる。出力信号は、 cos（ωCΔτ＋φ（ｔ＋Δτ）−φ（ｔ）） であり、φ（ｔ）の変化はωCの変化に対して十分
遅いので、 φ（ｔ＋Δτ）−φ（ｔ）＝０ より出力信号はcos（ωCΔτ）とみてよい（φ（ｔ）
は変調信号の位相成分を表わす）。
１５０の一具体例を示す回路図である。この位相
差検出回路１５０は、振幅リミタ３０４，３０５
とダブルバランスミキサーを用いて構成してあ
る。第３図の端子３０１の入力を直交復調器１３
５入力とすると、入力信号は、 cos｛ωC（ｔ＋Δτ）＋φ（ｔ＋Δτ）｝ と書け、端子３０２からの入力を直交変調器１３
０出力とすると、入力信号は、 cos｛ωCｔ＋φ（ｔ）｝ と書ける。すると端子３０３から出力する信号は
両者をかけあわせたあとの周波数差を示す成分と
なる。出力信号は、 cos（ωCΔτ＋φ（ｔ＋Δτ）−φ（ｔ）） であり、φ（ｔ）の変化はωCの変化に対して十分
遅いので、 φ（ｔ＋Δτ）−φ（ｔ）＝０ より出力信号はcos（ωCΔτ）とみてよい（φ（ｔ）
は変調信号の位相成分を表わす）。
第４図は第１図実施例における移相器１３２の
一具体例を示す回路図である。この移相器１３２
は、バリキヤツプ４１１および４１２を用いたフ
エーズシフタ（pfase shifter）４１０と電圧変換
器４２０とから構成されている。電圧変換器４２
０は、cos（ΔτωC）の電圧を受けて、バリキヤツ
プ４１１，４１２の電圧−容量特性に従つてフエ
ーズシフタ４１０を制御し、フエーズシフタ４１
０の位相変化量をcos-1（ΔτωC）にする。第４図
でλは入力正弦波の波長、ZOは回路の入出力イン
ピーダンスである。
一具体例を示す回路図である。この移相器１３２
は、バリキヤツプ４１１および４１２を用いたフ
エーズシフタ（pfase shifter）４１０と電圧変換
器４２０とから構成されている。電圧変換器４２
０は、cos（ΔτωC）の電圧を受けて、バリキヤツ
プ４１１，４１２の電圧−容量特性に従つてフエ
ーズシフタ４１０を制御し、フエーズシフタ４１
０の位相変化量をcos-1（ΔτωC）にする。第４図
でλは入力正弦波の波長、ZOは回路の入出力イン
ピーダンスである。
以上本発明の実施例について説明した。第１図
において一巡回路の帯域制限要素として低減炉波
器１２０，１２５をそれぞれ引き算器１１０と直
交変調器１３０の間および引き算器１１５と直交
変調器１３０の間に設けているが、これらは直交
復調器１３５から第１の引き算器１１０の間およ
び直交復調器１３５から第２の引き算器１１５の
間にそれぞれ設けてもよく、あるいは低減炉波器
のかわりに帯域炉波器を一巡回路の内の直交変調
器１３０から直交復調器１３５までの間に設けて
もよい。
において一巡回路の帯域制限要素として低減炉波
器１２０，１２５をそれぞれ引き算器１１０と直
交変調器１３０の間および引き算器１１５と直交
変調器１３０の間に設けているが、これらは直交
復調器１３５から第１の引き算器１１０の間およ
び直交復調器１３５から第２の引き算器１１５の
間にそれぞれ設けてもよく、あるいは低減炉波器
のかわりに帯域炉波器を一巡回路の内の直交変調
器１３０から直交復調器１３５までの間に設けて
もよい。
また本発明はこの実施例に限定されるものでは
なく、本発明の範囲内で種々の変形変更が可能な
ことはもちろんである。
なく、本発明の範囲内で種々の変形変更が可能な
ことはもちろんである。
（発明の効果）
以上説明したように本発明によれば、送信周波
数がかわつても一巡利得が劣化し、ひいては歪改
善特性が劣化するということのない負帰還増幅器
を提供できる。
数がかわつても一巡利得が劣化し、ひいては歪改
善特性が劣化するということのない負帰還増幅器
を提供できる。
第１図は本発明の一実施例を示すブロツク図、
第２図は従来の負帰還増幅器を示すブロツク図、
第３図は第１図実施例における位相差検出回路の
一具体例を示す回路図、第４図は第１図実施例に
おける移相器の一具体例を示す回路図である。 １０１，１０２，２０１，２０２……入力端
子、１０３，２０３……出力端子、１１０，１１
５，２１０，２１５……引き算器、１２０，１２
５，２３０，２３５……低域炉波器、１４０，２
６０……電力増幅器、１４５，２７０……減衰
器、１３１，２９０……正弦波発生器、１３２，
２７５，２９５……移相器、１３０……直交変調
器、１３５……直交復調器、１５０……位相差検
出回路、２５０……加算器、２４０，２４５，２
８０，２８５……かけ算器。
第２図は従来の負帰還増幅器を示すブロツク図、
第３図は第１図実施例における位相差検出回路の
一具体例を示す回路図、第４図は第１図実施例に
おける移相器の一具体例を示す回路図である。 １０１，１０２，２０１，２０２……入力端
子、１０３，２０３……出力端子、１１０，１１
５，２１０，２１５……引き算器、１２０，１２
５，２３０，２３５……低域炉波器、１４０，２
６０……電力増幅器、１４５，２７０……減衰
器、１３１，２９０……正弦波発生器、１３２，
２７５，２９５……移相器、１３０……直交変調
器、１３５……直交復調器、１５０……位相差検
出回路、２５０……加算器、２４０，２４５，２
８０，２８５……かけ算器。
Claims (1)
- １ 第１および第２の基底帯域信号を入力とし：
入力された前記第１および第２の基底帯域信号を
それぞれ受ける第１および第２の引き算器と；該
第１および第２の引き算器出力および正弦波発生
器出力を受ける直交変調器と；該直交変調器出力
を増幅して出力する電力増幅器と；該電力増幅器
出力の一部を受けて信号を減衰させる減衰器と；
前記直交変調器出力と前記減衰器出力を受けて両
者の位相差を示す信号を出力する位相差検出回路
と；該位相差検出回路出力によつて決定された位
相差分だけ前記正弦波発生器出力の位相を変えて
出力する移相器と；該移相器出力と前記減衰器出
力を受けて行う復調操作によつて、前記第１の基
底帯域信号に対応する第３の基底帯域信号と、前
記第２の基底帯域信号に対応する第４の基底帯域
信号とを生成し、これら第３および第４の基底帯
域信号を前記第１および第２の引き算器にそれぞ
れ出力する直交復調器と；前記第１および第２の
引き算器と前記直交変調器と前記電力増幅器と前
記減衰器と前記直交復調器とからなる一巡回路の
中に含まれる帯域制限回路とからなることを特徴
とする負帰還増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12313086A JPS62278807A (ja) | 1986-05-27 | 1986-05-27 | 負帰還増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12313086A JPS62278807A (ja) | 1986-05-27 | 1986-05-27 | 負帰還増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62278807A JPS62278807A (ja) | 1987-12-03 |
| JPH0558283B2 true JPH0558283B2 (ja) | 1993-08-26 |
Family
ID=14852923
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12313086A Granted JPS62278807A (ja) | 1986-05-27 | 1986-05-27 | 負帰還増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62278807A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2746133B2 (ja) * | 1994-08-30 | 1998-04-28 | 日本電気株式会社 | 負帰還増幅器 |
| JP2874743B2 (ja) * | 1995-01-21 | 1999-03-24 | 日本電気株式会社 | 負帰還増幅器 |
| JP4490349B2 (ja) * | 1999-10-08 | 2010-06-23 | 株式会社日立国際電気 | 負帰還方式による非線形歪み補償回路を用いた送信機 |
-
1986
- 1986-05-27 JP JP12313086A patent/JPS62278807A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62278807A (ja) | 1987-12-03 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4462001A (en) | Baseband linearizer for wideband, high power, nonlinear amplifiers | |
| JP3169803B2 (ja) | 電力増幅器の非線形補償回路 | |
| JP3570898B2 (ja) | プレディストーション回路 | |
| US6993091B2 (en) | Correction of DC-offset of I/Q modulator | |
| US5784412A (en) | Transmitter and method for transmitting a modulated wave with variable envelope | |
| US6809607B2 (en) | Circuit and method for compensating for non-linear distortion | |
| US5771263A (en) | Communication system control method and communication system using the method | |
| JP2004500743A (ja) | 通信装置 | |
| US7161990B2 (en) | Predistortion amplifier | |
| US6114921A (en) | Double-balanced modulator and quadri-phase shift keying device | |
| JP2500744B2 (ja) | 負帰還増幅器 | |
| JP3228358B2 (ja) | 直交位相誤差補償回路 | |
| GB2036509A (en) | Automatic phase and amplitude equalisation of fm signals | |
| US20020131523A1 (en) | Circuit and method for compensating for non-linear distortion | |
| JP2874743B2 (ja) | 負帰還増幅器 | |
| JPH0878967A (ja) | 負帰還増幅器 | |
| JP3221326B2 (ja) | 送信装置 | |
| US4472831A (en) | AM Stereophonic transmitter | |
| JPH0531326B2 (ja) | ||
| JPS62278807A (ja) | 負帰還増幅器 | |
| JP2576357B2 (ja) | 多値直交振幅変調波歪補償回路 | |
| JPH0525421B2 (ja) | ||
| JPH0530335B2 (ja) | ||
| KR100251385B1 (ko) | 전력증폭기의 선형화장치 및 방법 | |
| JP3869970B2 (ja) | 高周波電力増幅装置 |