JPH0530335B2 - - Google Patents
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- JPH0530335B2 JPH0530335B2 JP61212897A JP21289786A JPH0530335B2 JP H0530335 B2 JPH0530335 B2 JP H0530335B2 JP 61212897 A JP61212897 A JP 61212897A JP 21289786 A JP21289786 A JP 21289786A JP H0530335 B2 JPH0530335 B2 JP H0530335B2
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- JP
- Japan
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- output
- amplifier
- circuit
- negative feedback
- input
- Prior art date
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Links
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 3
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 3
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
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- 238000000411 transmission spectrum Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Transmitters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、電力増幅器出力を復調して基底帯域
信号の形で帰還する負帰還増幅器に関する。
信号の形で帰還する負帰還増幅器に関する。
無線通信において、送信機における電力増幅器
の線形性と電源効率との間の関係は常に問題とな
るところである。電源効率の高い増幅器を用いれ
ば、非線形歪が大きくなる。高密度なデイジタル
伝送を行なう場合には４相PSKや16値QAM等の
線形変調方式が用いられるが、このような変調方
式により変調された信号は増幅器の非線形性によ
る送信スペクトル劣化は避けられない。このよう
な劣化を補償するため負帰還回路による歪抑圧は
一般によく用いられる方式の一つである。特に高
い周波数帯域の信号に対して高い一巡利得を得る
ための一方式として、電力増幅器出力を復調して
基底帯域信号の形で帰還する方式が知られてい
る。
の線形性と電源効率との間の関係は常に問題とな
るところである。電源効率の高い増幅器を用いれ
ば、非線形歪が大きくなる。高密度なデイジタル
伝送を行なう場合には４相PSKや16値QAM等の
線形変調方式が用いられるが、このような変調方
式により変調された信号は増幅器の非線形性によ
る送信スペクトル劣化は避けられない。このよう
な劣化を補償するため負帰還回路による歪抑圧は
一般によく用いられる方式の一つである。特に高
い周波数帯域の信号に対して高い一巡利得を得る
ための一方式として、電力増幅器出力を復調して
基底帯域信号の形で帰還する方式が知られてい
る。
（従来技術とその問題点）
増幅器出力を復調して帰還する方式としては、
セカンド・インターナシヨナル・コンフアレン
ス・オン・レデイオ・スペクトラム・コンバージ
ヨン・テクニクス（2nd International
Conference on Radio Spectrum Conversion
Techniques）に発表された方式がある。第２図
にその方式の一例を示す。端子２０１，２０２か
ら入力した信号ｘ(t)，ｙ(t)はそれぞれ引き算器２
０１，２１５を通つて低域炉波器２３０および２
３５に入力する。低域炉波器LPF２３０出力と
正弦波発生器２９０出力である搬送波（角周波数
はωc）とをかけ算器２４０でかけ合わせ、また
低域炉波器LPF２３５出力と移相器２９５で90゜
位相が変化した正弦波発生器２９０出力とをかけ
算器２４５でかけあわせたあと、かけ算器２４０
および２４５出力を加算器２５０で加算する。加
算器２５０の出力は端子２０１，２０２から入力
した基底帯域信号により直交変調された信号であ
る。加算器２５０出力は利得Ｇの増幅器２６０で
増幅されて端子２０３から送信される。増幅器２
６０出力の一部を受けて減衰量Ｒの減衰器２７０
で減衰した送信信号は移相器２７５で位相を調整
したあとかけ算器２８０および２８５に入力す
る。かけ算器２８０では正弦波発生器２９０出力
とかけあわせて復調し、復調された信号は引き算
器２１０に入力して端子２０１からの入力信号か
ら引き算する。かけ算器２８５では90゜位相変化
した正弦波発生器出力とかけあわせて復調し、復
調された信号は引き算器２１５に入力し端子２０
２からの入力信号から引き算する。LPF２３０
および２３５は帰還回路の帯域を制限するための
もので、二つの特性はほぼ等しいことが望まし
い。また移相器２７５は、遅延による一巡利得の
劣化を防ぐためのものである。例えば増幅器２６
０入力から減衰器２７０出力までの遅延をΔτと
し、移相器がないとする。この時加算器２５０出
力をZ0(t)とすると、 Z0(t)＝ｘ(t)cosωcｔ＋ｙ(t)sinωcｔ (1) とすると、減衰器２７０出力Z1(t)は、 Z1(t)＝Ｇ・Ｒ・｛ｘ（ｔ−△τ）cosωc（ｔ−△
τ）＋ｙ（ｔ−△τ）sinωc（ｔ−△τ）｝ (2) となり、かけ算回路２８０および２８５出力x1
(t)，y1(t)はそれぞれ x1(t)＝ｘ（ｔ−△τ）cosωc△τ 又は、y1(t)＝ｙ（ｔ−△τ）cosωc△τ (3) となる。従つて復調時に信号成分に対して利得
cosωc△τがかかることになる。これは復調器に
おいて信号が減衰することを意味する。この時の
信号に対する負帰還回路の利得GFは、次のよう
になる。
セカンド・インターナシヨナル・コンフアレン
ス・オン・レデイオ・スペクトラム・コンバージ
ヨン・テクニクス（2nd International
Conference on Radio Spectrum Conversion
Techniques）に発表された方式がある。第２図
にその方式の一例を示す。端子２０１，２０２か
ら入力した信号ｘ(t)，ｙ(t)はそれぞれ引き算器２
０１，２１５を通つて低域炉波器２３０および２
３５に入力する。低域炉波器LPF２３０出力と
正弦波発生器２９０出力である搬送波（角周波数
はωc）とをかけ算器２４０でかけ合わせ、また
低域炉波器LPF２３５出力と移相器２９５で90゜
位相が変化した正弦波発生器２９０出力とをかけ
算器２４５でかけあわせたあと、かけ算器２４０
および２４５出力を加算器２５０で加算する。加
算器２５０の出力は端子２０１，２０２から入力
した基底帯域信号により直交変調された信号であ
る。加算器２５０出力は利得Ｇの増幅器２６０で
増幅されて端子２０３から送信される。増幅器２
６０出力の一部を受けて減衰量Ｒの減衰器２７０
で減衰した送信信号は移相器２７５で位相を調整
したあとかけ算器２８０および２８５に入力す
る。かけ算器２８０では正弦波発生器２９０出力
とかけあわせて復調し、復調された信号は引き算
器２１０に入力して端子２０１からの入力信号か
ら引き算する。かけ算器２８５では90゜位相変化
した正弦波発生器出力とかけあわせて復調し、復
調された信号は引き算器２１５に入力し端子２０
２からの入力信号から引き算する。LPF２３０
および２３５は帰還回路の帯域を制限するための
もので、二つの特性はほぼ等しいことが望まし
い。また移相器２７５は、遅延による一巡利得の
劣化を防ぐためのものである。例えば増幅器２６
０入力から減衰器２７０出力までの遅延をΔτと
し、移相器がないとする。この時加算器２５０出
力をZ0(t)とすると、 Z0(t)＝ｘ(t)cosωcｔ＋ｙ(t)sinωcｔ (1) とすると、減衰器２７０出力Z1(t)は、 Z1(t)＝Ｇ・Ｒ・｛ｘ（ｔ−△τ）cosωc（ｔ−△
τ）＋ｙ（ｔ−△τ）sinωc（ｔ−△τ）｝ (2) となり、かけ算回路２８０および２８５出力x1
(t)，y1(t)はそれぞれ x1(t)＝ｘ（ｔ−△τ）cosωc△τ 又は、y1(t)＝ｙ（ｔ−△τ）cosωc△τ (3) となる。従つて復調時に信号成分に対して利得
cosωc△τがかかることになる。これは復調器に
おいて信号が減衰することを意味する。この時の
信号に対する負帰還回路の利得GFは、次のよう
になる。
GF＝Ｇ／１＋Ｇ・Ｒ・cosωc△τ (4)
このことは次のことを意味する。
cosωc△τ＞０の時
回路の利得が１／cosωc△τだけふえ増幅器出力
およびそれに加わる奇数次混変調が増加し、かつ
一巡利得がcosωc△τ倍になつて減るため歪改善
特性が劣化する。つまり非線形歪が大きくなる。
一巡利得がcosωc△τ倍になつて減るため歪改善
特性が劣化する。つまり非線形歪が大きくなる。
cosωc△τ＜０の時
発振する。
従つてこのような問題を解決するために移相器
２７５を用いている。減衰器出力の位相を△τだ
け動かし、かつ cos（ωc△τ−△θ）＝１ (5) となる時、かけ算器２８０および２８５出力を ｘ（ｔ−△τ），ｙ（ｔ−△τ） とできる。このようにΔθを式(5)を満足するよう
に決定すれば上記(1)、(2)を解決できる。
２７５を用いている。減衰器出力の位相を△τだ
け動かし、かつ cos（ωc△τ−△θ）＝１ (5) となる時、かけ算器２８０および２８５出力を ｘ（ｔ−△τ），ｙ（ｔ−△τ） とできる。このようにΔθを式(5)を満足するよう
に決定すれば上記(1)、(2)を解決できる。
しかしながら、このような送信機をFDMシス
テムに用い、増幅器２６０の遅延が周波数特性を
持つとすると、一定の△θに移相器２７５の位相
変化量を固定したこのような回路では回線を切り
かえた時に上記(1)(2)の問題が再び起こる。また、
回路の入力信号レベルが高くなると回路出力の電
力も限界を越えることがある。
テムに用い、増幅器２６０の遅延が周波数特性を
持つとすると、一定の△θに移相器２７５の位相
変化量を固定したこのような回路では回線を切り
かえた時に上記(1)(2)の問題が再び起こる。また、
回路の入力信号レベルが高くなると回路出力の電
力も限界を越えることがある。
本発明の目的は、このような欠点を解決する負
帰還増幅器の提供にある。
帰還増幅器の提供にある。
（問題点を解決するための手段）
前述の問題点を解決するために本発明が提供す
る手段は、第１および第２の基底帯域信号を入力
とし；前記第１および第２の入力信号をそれぞれ
受ける第１および第２の引き算器と；前記第１お
よび第２の引き算器出力および正弦波発生器出力
を受ける直交変調器と；前記直交変調器出力を増
幅して出力する電力増幅器と；前記電力増幅器の
出力の一部を受けて減衰させる減衰器と；前記減
衰器の出力と前記正弦波発生器出力とを受けて第
１および第２の基底帯域信号を復調し、これら両
信号を前記第１および第２の引き算器に出力する
直交復調器とを少なくとも有する一巡回路の中に
帯域制限回路を含んでなる負帰還増幅器におい
て：前記電力増幅器出力の平均値がある定められ
た一定値以上か以下かを示す制御信号を出力する
制御回路と；前記電力増幅器から前記第１および
第２の引き算器までの負帰還路に位置して該制御
回路出力を受けて前記制御回路入力の平均電力が
常に一定になるように、負帰還路利得を調整する
可変利得回路とが加わつたことを特徴とする。
る手段は、第１および第２の基底帯域信号を入力
とし；前記第１および第２の入力信号をそれぞれ
受ける第１および第２の引き算器と；前記第１お
よび第２の引き算器出力および正弦波発生器出力
を受ける直交変調器と；前記直交変調器出力を増
幅して出力する電力増幅器と；前記電力増幅器の
出力の一部を受けて減衰させる減衰器と；前記減
衰器の出力と前記正弦波発生器出力とを受けて第
１および第２の基底帯域信号を復調し、これら両
信号を前記第１および第２の引き算器に出力する
直交復調器とを少なくとも有する一巡回路の中に
帯域制限回路を含んでなる負帰還増幅器におい
て：前記電力増幅器出力の平均値がある定められ
た一定値以上か以下かを示す制御信号を出力する
制御回路と；前記電力増幅器から前記第１および
第２の引き算器までの負帰還路に位置して該制御
回路出力を受けて前記制御回路入力の平均電力が
常に一定になるように、負帰還路利得を調整する
可変利得回路とが加わつたことを特徴とする。
（作 用）
本発明では次の２つの制御を行なつている。第
１は増幅器出力を検出し、負帰還回路全体の利得
GFが常に所望の利得G0となるように増幅器利得
を調整する制御である。つまり、復調器において
遅延に起因する減衰がおこり、かつ電力増幅器の
出力が飽和領域に達していない時には、式(4)に示
したように負帰還回路の利得は１／cosωc△τ（＞ １）倍となる。増幅器出力を監視し、増幅器出力
が所望の出力以上出ないように増幅器利得を調整
している。このことにより負帰還増幅器は設計時
の一巡利得を保持する。
１は増幅器出力を検出し、負帰還回路全体の利得
GFが常に所望の利得G0となるように増幅器利得
を調整する制御である。つまり、復調器において
遅延に起因する減衰がおこり、かつ電力増幅器の
出力が飽和領域に達していない時には、式(4)に示
したように負帰還回路の利得は１／cosωc△τ（＞ １）倍となる。増幅器出力を監視し、増幅器出力
が所望の出力以上出ないように増幅器利得を調整
している。このことにより負帰還増幅器は設計時
の一巡利得を保持する。
（実施例）
以下図面を参照して本発明を一層詳しく説明す
る。
る。
第１図は本発明の一実施例を示すブロツク図で
ある。端子１０１，１０２からそれぞれ帯域制限
された基底帯域信号が入力する。端子１０１から
入力した信号は引き算器１１０に入力し、端子１
０２から入力した信号は引き算器１１５に入力す
る。引き算器１１０および引き算器１１５出力は
それぞれ低域炉波器１２０および１２５を通つて
直交変調器１３０に入力する。直交変調器１３０
では正弦波発生器１３１の出力を変調する。変調
された信号は電力増幅器１４０で増幅されて送信
される。増幅器１４０出力の一部は可変利得減衰
器１４５で減衰されて直交復調器１３５に入力す
る。直交復調器１３５では可変利得減衰器１４５
出力と移相器１３２を通過した正弦波発生器１３
１出力を受けて復調され第１および第２の基底帯
域信号を得る。可変減衰器１４５入力は、また制
御回路１５０に入力し、減衰器１４５入力が所望
の値をとるように利得可変減衰器１４５の利得制
御用信号を得る。それぞれの基底帯域信号は引き
算器１１０および１１５に入力する。制御回路１
５０出力は、減衰器１４５に入力し、増幅器１４
０出力が所望の値より大きい時には減衰量を小さ
くし、小さい時には大きくするように制御する。
このようにすることにより、遅延特性が設計値か
らかわつて負帰還回路の特性全体が劣化すること
を防ぐことができる。
ある。端子１０１，１０２からそれぞれ帯域制限
された基底帯域信号が入力する。端子１０１から
入力した信号は引き算器１１０に入力し、端子１
０２から入力した信号は引き算器１１５に入力す
る。引き算器１１０および引き算器１１５出力は
それぞれ低域炉波器１２０および１２５を通つて
直交変調器１３０に入力する。直交変調器１３０
では正弦波発生器１３１の出力を変調する。変調
された信号は電力増幅器１４０で増幅されて送信
される。増幅器１４０出力の一部は可変利得減衰
器１４５で減衰されて直交復調器１３５に入力す
る。直交復調器１３５では可変利得減衰器１４５
出力と移相器１３２を通過した正弦波発生器１３
１出力を受けて復調され第１および第２の基底帯
域信号を得る。可変減衰器１４５入力は、また制
御回路１５０に入力し、減衰器１４５入力が所望
の値をとるように利得可変減衰器１４５の利得制
御用信号を得る。それぞれの基底帯域信号は引き
算器１１０および１１５に入力する。制御回路１
５０出力は、減衰器１４５に入力し、増幅器１４
０出力が所望の値より大きい時には減衰量を小さ
くし、小さい時には大きくするように制御する。
このようにすることにより、遅延特性が設計値か
らかわつて負帰還回路の特性全体が劣化すること
を防ぐことができる。
第１図の制御回路１５０の一例を第３図に示
す。入力信号を全波整流回路３１０で全波整流
し、LPF３２０で平滑化し、実効値を得る。引
き算器３３０でLPF出力と所望効値（ref）との
間で引き算し、比較器３４０で引き算器出力が正
か負かを判定し、正ならば（LPF出力がrefより
大）減衰器１４５の減衰量を下げるパルスを発生
し、負ならば（LPF出力がrefより小）上げるパ
ルスを発生する。
す。入力信号を全波整流回路３１０で全波整流
し、LPF３２０で平滑化し、実効値を得る。引
き算器３３０でLPF出力と所望効値（ref）との
間で引き算し、比較器３４０で引き算器出力が正
か負かを判定し、正ならば（LPF出力がrefより
大）減衰器１４５の減衰量を下げるパルスを発生
し、負ならば（LPF出力がrefより小）上げるパ
ルスを発生する。
可変利得減衰器１４５の構成の一例を第４図に
示す。制御回路１５０からのパルスを数えるアツ
プ−ダウン・コンバータ（up−down counter）
４１０と、それをアナログ電圧に変換するDA変
換器４２０と、DA変換器出力がIF端子に入力す
るように接続したダブルバランスドミキサー４３
０とで構成できる。本実施例においては低域炉波
器を引き算器のあとに設けたが、本発明では引き
算器と直交復調器１３５の間でもよい。また低域
炉波器のかわりに帯域炉波器を直交変調器から直
交復調器までの回路の中に設けても同様の帯域制
限効果が得られる。
示す。制御回路１５０からのパルスを数えるアツ
プ−ダウン・コンバータ（up−down counter）
４１０と、それをアナログ電圧に変換するDA変
換器４２０と、DA変換器出力がIF端子に入力す
るように接続したダブルバランスドミキサー４３
０とで構成できる。本実施例においては低域炉波
器を引き算器のあとに設けたが、本発明では引き
算器と直交復調器１３５の間でもよい。また低域
炉波器のかわりに帯域炉波器を直交変調器から直
交復調器までの回路の中に設けても同様の帯域制
限効果が得られる。
以上図を用いて本発明について説明したが、本
発明は本実施例に限られるものではなく、本発明
の範囲内で変更が可能なことはもちろんである。
発明は本実施例に限られるものではなく、本発明
の範囲内で変更が可能なことはもちろんである。
（発明の効果）
以上に詳しく説明した本発明により、電力増幅
器等の遅延に起因する出力信号スペクトルの劣化
を防いだ負帰還増幅器が得られる。
器等の遅延に起因する出力信号スペクトルの劣化
を防いだ負帰還増幅器が得られる。
第１図は本発明の一実施例を示すブロツク図で
あり、第２図は従来例を示すブロツク図であり、
第３図は第１図における制御回路の一具体例を示
したブロツク図であり、第４図は第１図における
可変利得減衰器の一具体例を示したブロツク図で
ある。 図において、１０１，１０２，２０１，２０２
は入力端子であり、１１０，１１５，２１０，２
１５，３３０は引き算器であり、１２０，１２
５，２３０，２３５，３２０は低域炉波器であ
り、１３０は直交変調器であり、１３１，２９０
は正弦波発生器であり、１３２，２７５，２９５
は移相器であり、１３５は直交復調器であり、１
４０，２６０は電力増幅器であり、１４５は可変
利得減衰器であり、１５０は制御回路であり、２
４０，２４５，２８０，２８５は掛算器であり、
２５０は加算器であり、２７０は減衰器であり、
３１０は全波整流回路であり、３４０は比較器で
あり、４１０はアツプダウンカウンタであり、４
２０はデイジタルアナログ変換器であり、４３０
は電圧制御型可変減衰器である。
あり、第２図は従来例を示すブロツク図であり、
第３図は第１図における制御回路の一具体例を示
したブロツク図であり、第４図は第１図における
可変利得減衰器の一具体例を示したブロツク図で
ある。 図において、１０１，１０２，２０１，２０２
は入力端子であり、１１０，１１５，２１０，２
１５，３３０は引き算器であり、１２０，１２
５，２３０，２３５，３２０は低域炉波器であ
り、１３０は直交変調器であり、１３１，２９０
は正弦波発生器であり、１３２，２７５，２９５
は移相器であり、１３５は直交復調器であり、１
４０，２６０は電力増幅器であり、１４５は可変
利得減衰器であり、１５０は制御回路であり、２
４０，２４５，２８０，２８５は掛算器であり、
２５０は加算器であり、２７０は減衰器であり、
３１０は全波整流回路であり、３４０は比較器で
あり、４１０はアツプダウンカウンタであり、４
２０はデイジタルアナログ変換器であり、４３０
は電圧制御型可変減衰器である。
Claims (1)
- １ 第１および第２の基底帯域信号を入力とし；
前記第１および第２の入力信号をそれぞれ受ける
第１および第２の引き算器と；前記第１および第
２の引き算器出力および正弦波発生器出力を受け
る直交変調器と；前記直交変調器出力を増幅して
出力する電力増幅器と；前記電力増幅器の出力の
一部を受けて減衰させる減衰器と：前記減衰器の
出力と前記正弦波発生器出力とを受けて第１およ
び第２の基底帯域信号を復調し、これら両信号を
前記第１および第２の引き算器に出力する直交復
調器とを少なくとも有する一巡回路の中に帯域制
限回路を含んでなる負帰還増幅器において；前記
電力増幅器出力の平均値がある定められた一定値
以上か以下かを示す制御信号を出力する制御回路
と；前記電力増幅器から前記第１および第２の引
き算器までの負帰還路に位置して該制御回路出力
を受けて前記制御回路入力の平均電力が常に一定
になるように、負帰還路利得を調整する可変利得
回路とが加わつたことを特徴とする負帰還増幅
器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61212897A JPS6367925A (ja) | 1986-09-10 | 1986-09-10 | 負帰還増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61212897A JPS6367925A (ja) | 1986-09-10 | 1986-09-10 | 負帰還増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6367925A JPS6367925A (ja) | 1988-03-26 |
| JPH0530335B2 true JPH0530335B2 (ja) | 1993-05-07 |
Family
ID=16630080
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61212897A Granted JPS6367925A (ja) | 1986-09-10 | 1986-09-10 | 負帰還増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6367925A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA2035455C (en) * | 1989-06-30 | 1995-08-22 | Kouji Chiba | Linear transmitter |
| JP2576357B2 (ja) * | 1993-04-21 | 1997-01-29 | 日本電気株式会社 | 多値直交振幅変調波歪補償回路 |
| JP2874743B2 (ja) * | 1995-01-21 | 1999-03-24 | 日本電気株式会社 | 負帰還増幅器 |
-
1986
- 1986-09-10 JP JP61212897A patent/JPS6367925A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6367925A (ja) | 1988-03-26 |
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