JPH0560181U - スイッチングレギュレータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】大出力時にスイッチング損失が大きくなること
がなく、小型で安価で高効率のスイッチングレギュレー
タを提供する。 【構成】一次巻線ｎ１と二次巻線ｎ２が逆極性に巻回さ
れたコンバータトランスＴ１の一次巻線ｎ１に流れる電
流をオン・オフするために、スイッチングトランジスタ
Ｑ１が設けられる。また、スイッチングトランジスタＱ
２及びコンデンサＣ１がスイッチングトランジスタＱ１
と並列になるように接続される。二次巻線ｎ２側におい
てエネルギが出力されるのに伴い、リーケージインダク
タンスによって一次巻線ｎ１側に電流が発生するが、ス
イッチングトランジスタＱ１がオフになる以前にスイッ
チングトランジスタＱ２がオンになるので、電流はコン
デンサＣ１に流れる。したがって、スイッチングトラン
ジスタＱ１のコンバータトランスＴ１側の端子の電圧は
上昇せず、スイッチング損失が発生しないだけでなく、
スパイク電圧も発生しない。

Description

【考案の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】

本考案は、フライバック方式のスイッチングレギュレータに関するものである 。

【０００２】

【従来の技術】

従来、主スイッチング手段がオフの時にエネルギが出力に伝達される、いわゆ るフライバック方式のスイッチングレギュレータにおいては、非安定の入力電圧 がスイッチング部に入力されて断続された後、一次巻線と二次巻線が逆極性に巻 回されたコンバータトランスを介して整流部に入力され、該整流部において整流 された後、平滑部で平滑されて直流の安定化された出力電圧として出力されるよ うになっている。

【０００３】 図２は従来のスイッチングレギュレータの概略図である。 図において、非安定の入力電圧は、スイッチング部１１に入力されて断続され た後、一次巻線と二次巻線が逆極性に巻回されたコンバータトランス（高周波ト ランス）１２を介して整流部１３に入力され、該整流部１３において整流された 後、平滑部１４で平滑されて直流の安定化された出力電圧として出力される。続 いて、出力電圧は誤差増幅器１５に入力されて設定電圧との誤差が採られて増幅 される。ドライバ１６は誤差に応じてスイッチング部１１のオン・オフを制御し て、非安定の入力電圧を安定化させて出力電圧として出力することができる。

【０００４】 図３は従来のスイッチングレギュレータの回路図である。 図において、交流の入力電圧は、例えばダイオードブリッジから成る整流回路 ２１によって整流された後、平滑用コンデンサＣ１によって平滑されてスイッチ ングレギュレータ２２に印加される。 該スイッチングレギュレータ２２は、一次側に一次巻線Ｎ１及び補助巻線Ｎ３ を有し、二次側に二次巻線Ｎ２を有するコンバータトランスＴと、該コンバータ トランスＴの一次巻線Ｎ１にコレクタ・エミッタが直列に接続されているスイッ チングトランジスタＱ１を有する。なお、上記コンバータトランスＴの各巻線Ｎ １〜Ｎ３は、一次巻線Ｎ１及び補助巻線Ｎ３が同極性であって、二次巻線Ｎ２だ けが逆極性になるように巻回されている。

【０００５】 上記スイッチングトランジスタＱ１のベースは、起動抵抗Ｒ１を介して高電位 側入力ラインに接続されるとともに、ダイオードＤ１及びベース抵抗Ｒ２を介し て補助巻線Ｎ３の一端に接続される。上記ダイオードＤ１は、上記スイッチング トランジスタＱ１にベース電流を流すとともに起動抵抗Ｒ１からの起動電流が逆 方向に流れるのを阻止する。また、上記ダイオードＤ１には、抵抗Ｒ３及びコン デンサＣ２の直列回路が並列に接続されていて、再点弧（オン）特性を高めてい る。

【０００６】 上記コンバータトランスＴの二次巻線Ｎ２の一端は、整流用ダイオードＤ２の アノードに接続され、該整流用ダイオードＤ２のカソードと二次巻線Ｎ２の他端 との間に平滑用コンデンサＣ３が接続されている。このようにして、安定化され た出力電圧が負荷に対して出力されるようになっている。そして、出力電圧と設 定電圧との誤差を検出する回路がコンバータトランスＴの二次側に設けられてい る。

【０００７】 すなわち、コンバータトランスＴの二次側の両出力ライン間に、抵抗Ｒ４、フ ォトカプラの構成要素であるフォトダイオードＰＤ及びシャントレギュレータＳ Ｒが直列に接続されており、また、分圧抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６が接続されている 。分圧電圧は、シャントレギュレータＳＲのリファレンスに印加され、また、シ ャントレギュレータＳＲのリファレンス及びカソード間にはコンデンサＣ４が接 続されている。

【０００８】 また、スイッチングトランジスタＱ１のベースには、出力電圧に応じてベース 電流を変化させるために、シャントトランジスタＱ２のコレクタが接続されてい る。上記シャントトランジスタＱ２のベースには、ベース抵抗Ｒ７を介して補助 巻線Ｎ３の一端にアノードが接続されたダイオードＤ３と、フォトダイオードＰ Ｄに対応したフォトトランジスタＰＴｒが接続されていて、上記ベース抵抗Ｒ７ を介してベース電流が流れるようになっている。したがって、シャントトランジ スタＱ２には、スイッチングトランジスタＱ１が導通しているときの電流だけが 流れる。

【０００９】 上記フォトトランジスタＰＴｒの導通時の応答特性を速めるように、該フォト トランジスタＰＴｒにそれぞれ並列に抵抗Ｒ８及びコンデンサＣ５が、また、フ ォトトランジスタＰＴｒのコレクタと低電位側入力ラインとの間に抵抗Ｒ９が、 さらに、シャントトランジスタＱ２のベースと低電位側入力ラインとの間にコン デンサＣ６が接続されている。

【００１０】 また、Ｄ４はダイオード、Ｃ７はコンデンサ、Ｒ１１は抵抗である。 なお、補助巻線Ｎ３には、漏れ磁束による影響を抑制するための抵抗Ｒ１０が 並列に接続されている。 次に、従来のスイッチングレギュレータ２２の動作について、図４を併用して 説明する。

【００１１】 図４は従来のスイッチングレギュレータの動作を示すタイムチャートである。 図の（Ａ）はスイッチングトランジスタＱ１の電流波形を、（Ｂ）は整流用ダイ オードＤ２の電流波形を示す。 図において、交流の入力電圧が印加されると、起動抵抗Ｒ１を介してスイッチ ングトランジスタＱ１にベース電流が流れ、該スイッチングトランジスタＱ１が 導通（オン）し、コンバータトランスＴの一次巻線Ｎ１にコレクタ電流ｉ_C が流 れる。

【００１２】 この時、一次巻線Ｎ１に対して二次巻線Ｎ２が逆極性に巻回されているので、 二次側の整流用ダイオードＤ２には逆極性の電圧が印加されて電流が流れない。 上記スイッチングトランジスタＱ１がオンになり一次巻線Ｎ１に入力電圧が印 加されると、補助巻線Ｎ３にもこれら巻線Ｎ１，Ｎ３の巻線比で定まる電圧がダ イオードＤ１を導通させる方向に発生する。この誘起電圧によって、ベース抵抗 Ｒ２を介してスイッチングトランジスタＱ１にベース電流が流れる。上記スイッ チングトランジスタＱ１のコレクタ電流ｉ_C は、コンバータトランスＴのインダ クタンスによって定まる一定の傾斜で増加する。

【００１３】 上記コレクタ電流ｉ_C が、ベース電流とスイッチングトランジスタＱ１の電流 増幅率の積で定まる一定の値に達すると、スイッチングトランジスタＱ１の動作 領域はベース電流が不足するのに伴い活性領域に移行し、コレクタ・エミッタ間 の電圧ｖ_CEを上昇させる。このようにして、一次巻線Ｎ１に印加される両端電圧 が減少し、補助巻線Ｎ３の電圧も減少し、ベース電流が減少する。この正帰還に よって、スイッチングトランジスタＱ１は瞬時に非導通（オフ）となる。図の（ Ａ）は、一定の傾斜で増加し、瞬時に流れなくなる一次巻線Ｎ１の電流の波形を 示す。

【００１４】 上記スイッチングトランジスタＱ１がオフになった瞬間に、各巻線Ｎ１〜Ｎ３ には今までとは逆極性の電圧が発生し、スイッチングトランジスタＱ１がオンに なっていた期間に蓄えたエネルギを二次巻線Ｎ２から放出する。この時、二次巻 線Ｎ２に接続される整流用ダイオードＤ２には順方向の電圧が発生し、図の（Ｂ ）に示すように整流用ダイオードＤ２を流れる電流は瞬時に大きくなり、その後 漸減する。そして、上記整流用ダイオードＤ２によって発生する電圧は、平滑用 コンデンサＣ３によって平滑され、図示しない負荷に出力される。

【００１５】 このようにして、蓄えられたエネルギが二次巻線Ｎ２から放出され、放出が終 了して整流用ダイオードＤ２の電流の値が０になり、更にアンダーシュートがあ って瞬間的に０を割ると、各巻線Ｎ１〜Ｎ３に今までとは逆極性の電圧が発生し 、補助巻線Ｎ３からスイッチングトランジスタＱ１にベース電流が流れて該スイ ッチングトランジスタＱ１が再度オンになる。このようにして、再度エネルギが 蓄積される。以下、上記動作が繰り返される。

【００１６】 次に、出力電圧の安定化について説明する。 すなわち、出力電圧が上昇すると、シャントレギュレータＳＲがオンになりフ ォトダイオードＰＤに電流が流れる。これによって、フォトトランジスタＰＴｒ がオンになり、補助巻線Ｎ３がスイッチングトランジスタＱ１にベース電流を流 している期間に、ダイオードＤ３を介してシャントトランジスタＱ２をオンにし 、スイッチングトランジスタＱ１のベース電流を減少させる。すると、スイッチ ングトランジスタＱ１のコレクタ電流の上限値はベース電流の減少に伴い減少し 、シャントトランジスタＱ２がオンになっていない時に比べて速い時間でスイッ チングトランジスタＱ１が活性領域に移行し、二次巻線Ｎ２に伝達するエネルギ を減少させ、出力電圧を下げる方向に働かせ、出力電圧を安定化させる。

【００１７】 なお、上記構成のスイッチングレギュレータ２２において、各素子の値は出力 電圧が上昇する方向にのみ変化するように設定されており、出力電圧の低下に対 する安定化動作を不要としている。 また、ダイオードＤ４、コンデンサＣ７及び抵抗Ｒ１１で構成された回路は一 般にスナバー回路と言われ、スイッチングトランジスタＱ１がオフになった時に コンバータトランスＴにおいて一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスによっ て発生するスパイク電圧を吸収する。すなわち、スイッチングトランジスタＱ１ がオフになった時に発生するスパイク電圧は、数百Ｖにも達し、スイッチングト ランジスタＱ１を破壊してしまう。そこで、これをダイオードＤ４で整流し、コ ンデンサＣ７で平滑し、抵抗Ｒ１１で発熱させて放散する。

【００１８】

【考案が解決しようとする課題】

しかしながら、上記従来のスイッチングレギュレータ２２においては、大出力 時に主スイッチング手段であるスイッチングトランジスタＱ１のスイッチング損 失が大きくなり、また、スナバー回路で失われる損失も大きくなり、大出力を得 ることができない。

【００１９】 例えば、上記スイッチングトランジスタＱ１は、ベース電流が不足するのに伴 い活性領域に移行し、コレクタ・エミッタ間電圧ｖ_CEが上昇することによってオ フになるが、この時、コレクタ電流ｉ_c は最大になる。そして、時間Ｔ₁ から時 間Ｔ₂ までのスイッチング損失のエネルギＰは、

【００２０】

【数１】

【００２１】 となる。時間（Ｔ₂ −Ｔ₁ ）が数μｓｅｃ、コレクタ電流ｉ_c の最大値が数Ａ、 コレクタ・エミッタ間電圧ｖ_CEの最大値が数百Ｖとすると、一般に上記エネルギ Ｐは平均して数Ｗ〜数十Ｗに達する。 また、発生するスパイク電圧がスイッチングトランジスタＱ１の定格を超えな いようにするためには、スイッチングトランジスタＱ１に定格の大きいものを使 用する必要があるとともに、スナバー回路の抵抗Ｒ１１の抵抗値を大きくする必 要があり、その場合、抵抗Ｒ１１で消費される電力は一般に数Ｗに達する。

【００２２】 したがって、スイッチングレギュレータ２２が大型化かつ高価格化してしまう 。 本考案は、上記従来のスイッチングレギュレータの問題点を解決して、上記大 出力時にスイッチング損失が大きくなることがなく、小型で、安価で高効率のス イッチングレギュレータを提供することを目的とする。

【００２３】

【課題を解決するための手段】

そのために、本考案のスイッチングレギュレータにおいては、主スイッチング 手段がオフになった時にエネルギを出力に伝達するようになっており、一次巻線 と二次巻線が逆極性に巻回されたコンバータトランスを有しており、該コンバー タトランスの一次巻線に流れる電流をオン・オフするために主スイッチング手段 が設けられている。

【００２４】 該主スイッチング手段と一次巻線間に第２のスイッチング手段及びコンデンサ が接続される。該第２のスイッチング手段及びコンデンサは、主スイッチング手 段と並列で、かつ、互いに直列に配設される。 そして、上記第２のスイッチング手段は主スイッチング手段がオフになる以前 にオンにされる。

【００２５】 また、上記コンデンサと並列に、かつ、互いに直列になるように第３のスイッ チング手段及び第２のトランスが接続され、該第２のトランスの二次側が電源及 び出力のいずれか一方に接続される。そして、第３のスイッチング手段は第２の スイッチング手段がオフになっている間にオンにされる。

【００２６】

【作用】

本考案によれば、上記のように主スイッチング手段がオフになった時にエネル ギを出力に伝達するようになっており、一次巻線と二次巻線が逆極性に巻回され たコンバータトランスを有しており、該コンバータトランスの一次巻線に流れる 電流をオン・オフするために主スイッチング手段が設けられ、該主スイッチング 手段がオンになるとコンバータトランスにエネルギが蓄積され、主スイッチング 手段がオフになると蓄積されたエネルギが二次巻線側に出力される。

【００２７】 そして、主スイッチング手段と一次巻線間に第２のスイッチング手段及びコン デンサが主スイッチング手段と並列になるように接続され、上記第２のスイッチ ング手段は主スイッチング手段がオフになる以前にオンにされる。二次巻線側に エネルギが出力されるのに伴い、コンバータトランスのリーケージインダクタン スによって一次巻線側に電流が発生するが、主スイッチング手段がオフになる以 前に第２のスイッチング手段がオンになるので、電流はコンデンサに流れる。し たがって、主スイッチング手段のコンバータトランス側の端子の電圧は上昇せず 、スイッチング損失が発生しないだけでなく、スパイク電圧も発生しない。その 時、エネルギが上記コンデンサに蓄えられる。

【００２８】 また、上記コンデンサと並列に、かつ、互いに直列になるように第３のスイッ チング手段及び第２のトランスが接続され、該第２のトランスの二次側が電源及 び出力のいずれか一方に接続される。そして、第３のスイッチング手段は第２の スイッチング手段がオフになっている間にオンにされる。 したがって、第３のスイッチング手段がオンになると、コンデンサと第２のト ランス間で共振回路が形成され、コンデンサから第２のトランスに電流が流れ、 該第２のトランスの二次側で電圧が発生する。この電圧は、電源又は出力に回収 される。

【００２９】

【実施例】

以下、本考案の実施例について図面を参照しながら詳細に説明する。 図１は本考案における実施例を示すスイッチングレギュレータの回路図、図５ は本考案の実施例におけるスイッチングレギュレータの動作を示すタイムチャー トである。

【００３０】 図において、交流の入力電圧は、例えばダイオードブリッジから成る整流回路 ２１によって整流された後、平滑用コンデンサＣ３によって平滑されてスイッチ ングレギュレータ２４に印加される。 該スイッチングレギュレータ２４は、一次側に一次巻線ｎ１を有し、二次側に 二次巻線ｎ２及び補助巻線ｎ３を有するコンバータトランスＴ１と、該コンバー タトランスＴ１の一次巻線ｎ１にコレクタ・エミッタが直列に接続されているス イッチングトランジスタＱ１を有する。なお、コンバータトランスＴ１の各巻線 ｎ１〜ｎ３は、一次巻線ｎ１及び補助巻線ｎ３が同極性であって、二次巻線ｎ２ だけが逆極性になるように巻回されている。補助巻線ｎ３は、低電位側入力ライ ンと制御回路２５間に接続される。

【００３１】 上記スイッチングトランジスタＱ１のベースは、制御回路２５に接続されると ともに、エミッタは観測用抵抗Ｒ１を介して低電位側入力ラインに接続されると ともに、制御回路２５に接続される。上記観測用抵抗Ｒ１の抵抗値は小さく、コ レクタ電流ｉ_C1の説明上は無視することができるものとする。そして、スイッチ ングトランジスタＱ１のコレクタは一次巻線ｎ１の一端に接続されているととも に、ダイオードＤ１を介してスイッチングトランジスタＱ２のコレクタに接続さ れる。該スイッチングトランジスタＱ２のベース及びエミッタは、トランスＴ２ の二次巻線ｎ５の両端にそれぞれ接続される。一方、トランスＴ２の一次巻線ｎ ４は制御回路２５と低電位側入力ライン間に接続される。

【００３２】 また、上記スイッチングトランジスタＱ２のエミッタは、トランスＴ３の一次 巻線ｎ６、ダイオードＤ２及びスイッチングトランジスタＱ３のコレクタ・エミ ッタを介して低電位側入力ラインに接続され、上記スイッチングトランジスタＱ ３のベースが上記制御回路２５に接続される。そして、上記トランスＴ３の一次 巻線ｎ６、ダイオードＤ２及びスイッチングトランジスタＱ３のコレクタ・エミ ッタと並列にコンデンサＣ１が接続される。

【００３３】 一方、上記トランスＴ３の二次巻線ｎ７の一端は低電位側入力ラインに接続さ れ、他端はダイオードＤ３のアノードに、該ダイオードＤ３のカソードは高電位 側入力ラインに接続される。 上記コンバータトランスＴ１の二次巻線ｎ２の一端は、ダイオードＤ４のアノ ードに接続され、該ダイオードＤ４のカソードと二次巻線ｎ２の他端との間に平 滑用コンデンサＣ２が接続されている。このようにして、安定化された出力電圧 が負荷に出力されるようになっている。そして、該出力電圧と設定電圧との誤差 を検出するための回路がコンバータトランスＴ１の二次側に設けられている。

【００３４】 すなわち、コンバータトランスＴ１の両出力ライン間に電圧検出回路２６が接 続されていて、該電圧検出回路２６の出力フィードバック信号がフォトカプラ２ ７を介して制御回路２５に入力されるようになっている。 上記制御回路２５は、上記出力フィードバック信号を受けるとともに、スイッ チングトランジスタＱ１のエミッタに接続された観測用抵抗Ｒ１の端子間の電圧 ｖ_R1を検出し、出力電圧ｖ_O が一定になるようにスイッチングトランジスタＱ１ をオンにする時間を制御する。

【００３５】 また、制御回路２５は、コンバータトランスＴ１の補助巻線ｎ３に発生する電 圧ｖ_n3によってスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３をそれぞれオンにす るタイミングを決定し、そのタイミングでスイッチングトランジスタＱ３のエミ ッタ・ベース間の電圧ｖ_B3、トランスＴ２の一次巻線ｎ４の端子間の電圧ｖ_n4、 低電位側入力ラインとスイッチングトランジスタＱ１のベース間の電圧ｖ_B1を発 生する。エミッタ・ベース間の電圧ｖ_B3の発生によってスイッチングトランジス タＱ３にベース電流が流れ、電圧ｖ_n4の発生によってトランスＴ２を介してスイ ッチングトランジスタＱ２にベース電流が流れ、電圧ｖ_B1の発生によってスイッ チングトランジスタＱ１にベース電流が流れる。

【００３６】 上記構成のスイッチングレギュレータ２４において、制御回路２５の出力によ って電圧ｖ_B1がスイッチングトランジスタＱ１のベースに印加され、スイッチン グトランジスタＱ１がオンになると、コレクタ電流ｉ_C1は傾き（ｖ_i ／Ｌ）・ｔ で増加する。ただし、ｖ_i は高電位側入力ラインと低電位側入力ライン間の電圧 、ＬはコンバータトランスＴ１の一次巻線ｎ１のインダクタンスである。

【００３７】 出力電圧ｖ_O を一定に保つことができるだけのエネルギがコンバータトランス Ｔ１に蓄積されると、スイッチングトランジスタＱ１をオフにし、スイッチング トランジスタＱ２をオンにする。こうすることによって、コンバータトランスＴ １内に蓄積されたエネルギは二次巻線ｎ２に現れ、ダイオードＤ４を介して整流 され、平滑用コンデンサＣ２で平滑されて出力電圧ｖ_O として出力される。

【００３８】 この時、上記コンバータトランスＴ１の一次巻線ｎ１のリーケージインダクタ ンスに蓄積されたエネルギは、二次巻線ｎ２には送られず、一次巻線ｎ１に電流 の形で放出され、これがダイオードＤ１及びスイッチングトランジスタＱ２を介 してコンデンサＣ１に蓄積される。 上記スイッチングトランジスタＱ１がオフになると、コレクタ電流ｉ_C1の値が 最大値から０になるとともに、電圧ｖ_C は急激に立ち上がろうとする。ところが 、上記スイッチングトランジスタＱ１がオフになるのと同時か、それより前に上 記スイッチングトランジスタＱ２がオフにされる。該スイッチングトランジスタ Ｑ２がオンになった瞬間においては、コンデンサＣ１の端子間の電圧ｖ_C の値は ０か、ややマイナスの値になっているため、上記電圧ｖ_C1の値をほとんど０にす ることができる。したがって、スイッチングトランジスタＱ１がオフになる時点 において、従来のような大きなスイッチング損失が発生することはない。

【００３９】 また、逆にスイッチングトランジスタＱ１がオンになる時はコレクタ電流ｉ_C1 の値はほぼ０であるから、この場合もスイッチング損失をほぼ０にすることがで きる。 したがって、主スイッチング手段であるスイッチングトランジスタＱ１がオン ・オフする時のスイッチング損失はほとんど０であるため、大電力をスイッチン グして大出力、高効率の電源を提供することができる。

【００４０】 また、一次巻線ｎ１のリーケージインダクタンスをＬ_R とすれば、共振回路に よって発生する上記電圧ｖ_c の最大値ｖ_cpeak は、 ｖ_cpeak ＝（Ｌ_R ／Ｃ１）^1/2 ・（ｉ_C1peak） ｉ_C1peak：コレクタ電流ｉ_C1の最大値 Ｃ１ ：コンデンサＣ１の容量 となる。

【００４１】 また、コンバータトランスＴ１内に蓄積されたエネルギが二次巻線ｎ２に放出 されると、一次巻線ｎ１に （ｎ₁ ／ｎ₂ ）・ｖ_O ｎ₁ ：巻線ｎ１の巻線数 ｎ₂ ：巻線ｎ２の巻線数 の電圧が発生し、この時、上記スイッチングトランジスタＱ１のコレクタに印加 される電圧ｖ_C1は ｖ_C1＝ｖ_i ＋（ｎ₁ ／ｎ₂ ）・ｖ_O となる。そこで、 （Ｌ_R ／Ｃ１）^1/2 ・（ｉ_C1peak）＜ｖ_i ＋（ｎ₁ ／ｎ₂ ）・ｖ_O となるようなコンデンサＣ１を選択することによって、上記電圧ｖ_C1以上のスパ イク電圧が発生するのを防止することができる。

【００４２】 したがって、スイッチングトランジスタＱ１の定格を下げ、さらに安価にする ことができる。 また、コンデンサＣ１に蓄積されたエネルギは一次巻線ｎ１のリーケージイン ダクタンスＬ_R と共振し、再び一次巻線ｎ１に戻ろうとするが、ダイオードＤ１ によって阻止され、コンデンサＣ１に蓄積されたままになる。

【００４３】 コンバータトランスＴ１のエネルギの二次側への放出が終了し、電流ｉ_D4の値 が０になると、再びスイッチングトランジスタＱ１はオンにされるが、この時ス イッチングトランジスタＱ２はオフにされ、スイッチングトランジスタＱ３がそ れと同時かやや遅れてオンにされる。該スイッチングトランジスタＱ３がオンに なると、コンデンサＣ１のエネルギはトランスＴ３の一次巻線ｎ６に流れる。

【００４４】 この時、コンデンサＣ１は一次巻線ｎ６と共に共振回路を形成し、電流ｉ_C3の 値が０から最大値に達する。続いて、電流ｉ_C3が減少し始めると、二次巻線ｎ７ には、ダイオードＤ３を介して電流ｉ_D3が流れる方向に電圧が発生する。該電圧 は、トランスＴ３の両巻線ｎ７，ｎ６の巻線比で決まる。 そして、二次巻線ｎ７の両端に発生する電圧より電圧ｖ_i が高いと、電流ｉ_D3 を介してエネルギが電圧ｖ_i に戻され、電圧ｖ_i が低いと、エネルギは電圧ｖ_i に戻されず、電圧ｖ_C が負となる方向にコンデンサＣ１が充電される。さらに、 エネルギが一次巻線ｎ６に戻ろうとする時、ダイオードＤ２に遮られてコンデン サＣ１にエネルギが蓄積され、該エネルギは、続いて電流ｉ_D1を流す際に、該電 流ｉ_D1を増加させるように働く。

【００４５】 これらの動作が繰り返され、エネルギが出力に伝達されていく。 上記実施例においては、コンデンサＣ１のエネルギを電源側に戻しているが、 出力側に送ってもよく、また、スイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３の代 わりにＦＥＴやサイリスタなどのスイッチング素子を使用してもよい。 また、スイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３をオン・オフするタイミン グは、エネルギの流れが円滑であれば上記タイミングと異なっていてもよい。

【００４６】 図６は本考案の第２の実施例を示すスイッチングレギュレータの回路図である 。 図において、コンバータトランスＴ１は、一次巻線ｎ１、二次巻線ｎ２、三次 巻線ｎ３及び四次巻線ｎ４から成っており、スイッチングトランジスタＱ１のコ レクタが一次巻線ｎ１の一端に接続され、エミッタが抵抗を介して三次巻線ｎ３ の一端に接続されている。また、スイッチングトランジスタＱ２のベースが抵抗 及びコンデンサを介して上記四次巻線ｎ４の一端に接続され、ベースに印加され る電圧ｖ_B2として、コンバータトランスＴ１からの電圧を用いるようにしている 。このように、自励式発振を用いることによって制御回路を簡単にしている。

【００４７】 また、その他にも図１のトランスＴ３とコンバータトランスＴ１を共通化し、 一つのコンバータトランスＴ１においてエネルギの回収を行うようにすることも できる。 なお、本考案は上記実施例に限定されるものではなく、本考案の趣旨に基づい て種々変形することが可能であり、これらを本考案の範囲から排除するものでは ない。

【００４８】

【考案の効果】

以上詳細に説明したように、本考案によれば、一次巻線と二次巻線が逆極性に 巻回されたコンバータトランスに主スイッチング手段が接続されていて、該主ス イッチング手段がオンになるとコンバータトランスにエネルギが蓄積され、主ス イッチング手段がオフになると蓄積されたエネルギが出力される。

【００４９】 エネルギが出力されるのに伴い、コンバータトランスのリーケージインダクタ ンスによって一次巻線側に電流が発生するが、主スイッチング手段がオフになる 以前に第２のスイッチング手段がオンになるので、電流はコンデンサに流れ、主 スイッチング手段のコンバータトランス側の端子の電圧は上昇せず、スイッチン グ損失が発生しない。したがって、定格の低いスイッチング手段を使用すること ができ、コストが低減する。

【００５０】 また、スパイク電圧が発生しないので、スパイク電圧を吸収するための抵抗を 配設する必要がない。したがって、コストが低減するだけでなく、抵抗によって 電力が消費されない。 また、上記コンデンサに蓄えられたエネルギは、第３のスイッチング手段がオ ンになった時に電源又は出力に送られるので、スイッチングレギュレータのエネ ルギ消費を少なくすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本考案における実施例を示すスイッチングレギ
ュレータの回路図である。

【図２】従来のスイッチングレギュレータの概略図であ
る。

【図３】従来のスイッチングレギュレータの回路図であ
る。

【図４】従来のスイッチングレギュレータの動作を示す
タイムチャートである。

【図５】本考案の実施例におけるスイッチングレギュレ
ータの動作を示すタイムチャートである。

【図６】本考案の第２の実施例を示すスイッチングレギ
ュレータの回路図である。

【符号の説明】

２４ スイッチングレギュレータ ｎ１ 一次巻線 ｎ２ 二次巻線 Ｔ１ コンバータトランス Ｔ２ トランス（第２のトランス） Ｃ１ コンデンサ Ｑ１ スイッチングトランジスタ（主スイッチング手
段） Ｑ２ スイッチングトランジスタ（第２のスイッチン
グ手段） Ｑ３ スイッチングトランジスタ（第３のスイッチン
グ手段）

Claims (2)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】 主スイッチング手段がオフになった時に
   エネルギを出力に伝達するフライバック方式のスイッチ
   ングレギュレータにおいて、 （ａ）一次巻線と二次巻線が逆極性に巻回されたコンバ
   ータトランスと、 （ｂ）該コンバータトランスの一次巻線に流れる電流を
   オン・オフする主スイッチング手段と、 （ｃ）該主スイッチング手段と一次巻線間に接続され、
   主スイッチング手段と並列で、かつ、互いに直列に配設
   される第２のスイッチング手段及びコンデンサと、 （ｄ）上記第２のスイッチング手段を主スイッチング手
   段がオフになる以前にオンにする手段を有することを特
   徴とするスイッチングレギュレータ。
2. 【請求項２】 （ａ）上記コンデンサと並列に接続さ
   れ、かつ、互いに直列に配設される第３のスイッチング
   手段及び第２のトランスと、 （ｂ）上記第３のスイッチング手段を第２のスイッチン
   グ手段がオフになっている間にオンにする手段を有する
   とともに、 （ｃ）上記第２のトランスの二次側を電源及び出力のい
   ずれか一方に接続したことを特徴とする請求項１記載の
   スイッチングレギュレータ。