JPH0560188B2

JPH0560188B2 -

Info

Publication number: JPH0560188B2
Application number: JP23426384A
Authority: JP
Inventors: Chiaki Yamawaki; Taizo Sasada; Tetsuo Iwaki; Katsufumi Koyanagi
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1984-11-06
Filing date: 1984-11-06
Publication date: 1993-09-01
Also published as: JPS61113168A

Description

【発明の詳細な説明】〈技術分野〉本発明は、デイジタル磁気記録再生方式に係
り、特に変調方式に直流成分を含むものにおける
改良方式に関するものである。

〈従来技術〉近年、音声等のアナログ信号をデイジタル信号
に変換し、さらに所定の変調方式で変調してセル
フクロツク可能なデイジタル信号を生成し、これ
を磁気テープ等の磁気記録媒体に記録しまた再生
する方式が開発されている。この再生系におい
て、従来より第５図に示す回路系が知られてい
る。

第５図において、１は再生ヘツド、２はACカ
ツプリング、３はプリアンプ、４はイコライザ、
５はコンパレータ、６はPLL回路、７はデイジ
タル信号処理回路である。なお、上記回路系を複
数チヤンネル分有し、磁気記録媒体の複数トラツ
クを同時に再生するものもある。

ところで、変調方式によつては、例えば3PM
（Three Position Modulation）やMNRZ
（Modified Non−Return to Zero ）等では、
変調信号に直流成分が存在し、磁気記録・再生の
過程における直流カツトの影響を受けて、その再
生信号の平均レベルが変動することがある。

今、記録信号が第６図・上段波形のようであつ
たとする。しかしながら、第５図の回路系では、
磁気記録・再生の過程における直流カツトの影響
を受けて、イコライザ４の出力端から得られる再
生信号ａは、第６図・中段波形に示すようにな
る。これをコンパレータ５に通して所定レベルと
比較するのであるが、コンパレータ出力ｂは第６
図・下段波形のようになり、明らかに記録信号と
異なつたものになる。

つまり、第５図の回路系において、直流成分の
再生が考慮されなければ、第６図・中段波形の点
線で示すように、再生信号ａの平均レベルは変動
する。一方、PLL回路６はコンパレータ５の出
力ｂに基づいて、再生信号に同期したクロツク信
号を再生する。このため、位相比較に必要なゼロ
クロス点として、第６図・中段波形の点線上の黒
丸が検出されなければならない。換言すれば、コ
ンパレータ５に入力される再生信号ａに対し、直
流再生による補正を行なうことが必要である。

〈発明の目的〉本発明は、上記したような再生信号の直流再生
をデイジタル的に行なうものであり、再生系回路
のIC化を容易にするとともに、また等価的に記
録再生特性を向上した再生系回路を提供する。

〈実施例〉第１図に本発明一実施例の要部詳細回路図、ま
た第２図にそのタイミングチヤートを示す。

ａは第５図のイコライザ４から出力された再生
信号である。この再生信号ａはＡ／Ｄ変換器１１
に入力され、ここでクロツク〓により与えられる
周波数sHzをもつてサンプリングし、ｋビツトの
デイジタルデータに変換する。なお、サンプリン
グ周波数sHzは、変調に用いられるチヤンネルビ
ツトレートの２倍であるが、必しも整数比である
必要はない。

Ａ／Ｄ変換器１１のデイジタルデータｈはｋビ
ツトのレジスタ１２に導びかれ、次段の回路にお
いて、現在のデータｈと１サンプリング前のデー
タｉとを比較し、再生信号ａのサンプリング点に
おける極性ならびに位相位置を検出する。

MSB検出回路１３及び排他的論理和（Ex−
OR）ゲート１４により、極性が検出される。な
お、前述でＡ／Ｄ変換されたデータは、２の補数
を用い、再生信号の＋、−の極性を、MSB（Most
Significant Bit）の“０”、“１”で表わしてい
るものとする。MSB検出回路１３では、データ
ｈ，ｉのそれぞれMSBが検出され、データｈ側
のMSBに対応する出力データｊにより、現在の
極性が＋、−のいずれかであるかを示している。
排他的論理和ゲート１４は、両データｈ、ｊの
MSBを比較し、両データが同極性であるか異極
性であるかどうかを判定する。出力データｋが
“０”ならば同極性、“１”ならば異極性であり
「ゼロレベル交差点あり」と判定する。

演算回路１５は、現在のデータｈと前のデータ
ｉとを比較して、極性が異なる場合に用いる位相
間隔値ｔを演算する。すなわち、データｈおよび
ｉからｔ＝S_o-1／S_o-1−S_o（ただし、S_o-1，S_oはサンプリング点のデータ）の演算を行なつて、S_o-1点
からゼロレベル交差点までの位相間隔値ｔを算出
する。乗算器１６は演算回路１５により算出した
位相間隔値ｔを２倍するもので、係数発生器１７
は値(1)を出力する。これらは、加算器１８のそれ
ぞれ−、＋端子に加えられ、演算回路１５より求
めた位相間隔ｔに基づき、１−2tの値を算出す
る。値（2t−１）の意味については後述する。

一方、排他的論理和ゲート１４の出力データｋ
は切換スイツチ１９を制御し、出力データｋが
“０”（データｈ，ｉが同極性）ならば、係数発生
器２０に接続してｌに値(1)を出力する。しかし、
出力データｋが“１”（データｈ，ｉが異極性、
すなわちゼロレベル交差点ありと判断）ならば、
加算器１８に接続してｌに上述した値（１−2t）
を出力する。

さて、再生信号ａの現在のデータｈとその前の
データｉが同じ極性のとき、例えば第３図のサン
プリング点S_o+2〜S_o+4間では、 Dn＝Sn＋DSV_o-1・Ｍ …(1) DSVn＝DSV_o-1・Ｌ＋Sign・Ｋ …(2) ここで、Dn：直流再生出力（直流再生による
補正後の出力） Sn：再生信号サンプリングデータ DSVn：直流再生補正に用いるDSV（Digital
Sum Value）Ｌ：DSV_oの減衰係数Ｋ：DSV_oの増分パラメータＭ：DSV_oの混合比 Sign：データの極性と表わされ得る。

また、極性が異なる場合、例えば第３図のサン
プリング点S_o+1・S_o+2間あるいはS_o+4・S_o+5間に
おいては、DSV_oは次のように表わされる。(1)式
については同じである。

DSV_o＝DSV_o-1・Ｌ＋Sigh・Ｋ・（１−2t）
…(3) ここで、ｔは先に説明した位相間隔値で、ｔ＝
S_o-1／S_o-1−S_oである。

以下、第２図のタイミングチヤートに従つて、
説明する。

再生信号ａは、第５図のイコライザ：４の出力
である。この再生波形は既に述べたように、磁気
記録・再生の過程において、１次微分特性の影響
を受けている。第５図で示している例ではコンデ
ンサ／抵抗で構成された第５図DCカツト（直流
カツト）のCR：２の影響を受けている。この再
生信号ａは、第１図に示すＡ／Ｄ：１１に入力さ
れる。本実施例では入力された再生信号ａは、ク
ロツク〓の立ち上がりのタイミングでサンプリン
グされる。第２図の再生信号ａの図中に示されれ
るS₁〜S₇はクロツク〓によりサンプリングされた
点を示している。再生信号ａにおいてサンプリン
グデータS₁，S₅〜S₇は“−”で同極、S₂〜S₄は
“＋”で同極、従つて、S₁−S₂，S₄−S₅ではゼロ
クロス交差が発生している。サンプリング点とゼ
ロクロス点との時間間隔は本発明の明細書９頁、
３行目以降に示すように、サンプリング時間間隔
を１として位相間隔値ｔ〔(ii)式参照のこと〕によ
り求めている。

現在のデータｈは、第１図のＡ／Ｄ：１１によ
りサンプリングされたデジタルデータ列である。
また、前のデータｉは、第１図のＡ／Ｄ：１１に
よりサンプリングされたデジタルデータを第１図
のReg（レジスタ）：１２でクロツク〓により１ク
ロツク遅らせたデータ列である。

極性ｊは第１図のMSB検出：１３の出力であ
り、現在のサンプリングデータｈにおけるサンプ
リングデータ列の極性を検出判定した結果であ
る。本実施例ではサンプリングデータS₁〜S₇にお
いて、サンプリングデータS₁、S₅〜S₇は極性
“−”で極性ｊのデータとしては“０”、S₂〜S₄は
極性“＋”で極性ｊのデータとしては“１”を示
している。

ゼロ交差点ｋは、現在のサンプリングデータｈ
と前のサンプリングデータｉのMSBを基に、現
在のサンプリングデータｈと前のサンプリングデ
ータｉ間にゼロクロス点が有りか、なしかを検出
判定したものである。第１図の現在のサンプリン
グデータｈと前のサンプリングデータｉのMSB
検出１３の結果をもとに両者の結果をEX−
OR：１４に入力することにより、現在のサンプ
リングデータｈと前のサンプリングデータｉが同
極であれば、ゼロクロス点がなかつたと判定し、
ゼロ交差点ｋは“０”、極性が異なれば、ゼロク
ロス点があつたと判定しゼロ交差点ｋは“１”を
示す。従つて本実施例では、S₁−S₂，S₄−S₅（現
在のデータｈではS₂，S₅）でゼロクロス交差が発
生しているため、ゼロ交差点ｋは“１”を示して
いる。

１は第１図の切り換えスイツチ：１９の出力で
あり、この切り換えスイツチは、前述のゼロ交差
点ｋでコントロールされ、ゼロ交差点ｋが“０”
の場合すなわち、ゼロクロス点がなかつた場合、
１には“１”が出力される。また、ゼロ交差点ｋ
が“１”の場合すなわち、ゼロクロス点があつた
場合、１には現在のデータｈと前のデータｉから
(ii)式により導き出された位相間隔値ｔをもとに
“１−2tn”が出力される。

ｍは現在にDSVを演算したもので、第１図の
加算器：２６の出力である。ゼロ交差点がなかつ
た場合、すなわちゼロ交差点ｋが“０”の場合
（本実施例では現在のデータｈで表現するとサン
プリングデータS₁，S₃，S₄，S₆，S₇の時）、ｍは
下記の（２式）により演算された結果を出力す
る。〔(2)式は明細書６頁、10頁に記載済み〕 DSV_o＝DSV_o-1・Ｌ＋Sign・Ｋ …(2)式このとき、Sighは極性ｊによりコントロール
され、本実施例では極性ｊが“０”の時、 Sighは“−”、極性ｊが“１”の時、Sighは
“＋”を示す。

ゼロ交差点があつた場合、すなわちゼロ交差点
ｋが“１”の場合（本実施例では現在のデータｈ
で表現するとサンプリングデータS₂，S₅の時）、
ｍは下記の（３式）により演算された結果を出力
する。〔(3)式は明細書７頁、12頁に記載済み〕 DSV_o＝DSV_o-1・Ｌ＋Sign・Ｋ・（１−2t）
…(3)式このときSighは(2)式の場合と同様である。ま
た、このｍは、第３図の下から１つ目の直流再生
補生波形ｇに該当する。

第２図のｎは、第１図の加算器：３０の出力で
あり、本発明の目的である直流再生の補正を行つ
た結果を出力したものである。このｎは下記の(1)
式より求める。〔(1)式は明細書６頁、12頁に記載
済み〕 Dn＝Sn＋DSV_o-1・Ｍ …(1)式従つて、本実施例では例えば、D₂を求める場
合、(1)式より D₂＝S₂＋DSV・Ｍと、求めることができる。ここで“Ｍ”は既に明
細書12頁に記載したように、再生信号ａと上記の
ｍまたは第３図の下から１つ目の直流再生補正波
形ｇの加算に対する混合比である。

本発明の実施例である第１図は上記、第２図で
説明したようなタイミングにより実施される。

第３図において、イコライザ４からの再生信号
ａの他、サンプリングデータの極性ｄ、後述する
「ゼロレベル交差点」を考慮した再生信号の極性
ｅ、DSVの値ｆ、直流再生補正波形ｇも合わせ
て示している。第３図を参照して、上記式を今少
し詳しく説明する。

DSV（Digital Sum Value）は、変調信号の直
流成分を評価するときにしばしば用いられる値で
ある。これは何えば、波形の高レベルを＋１点、
低レベルを−１点として、所定時間間隔で合計点
をつぎつぎに求めたものである。本再生系におい
て、同じ極性が続く場合、その極性が＋であれば
DSVは増加し、−であれば減少し続ける。第３図
において、サンプリング点S_o+2→S_o+3では、DSV
は増加し、 DSV（S_o+3）＝DSV（S_o+2）＋１ …(i) （ただし、DSV（S_o+3）、DSV（S_o+2）はサンプリ
ング点S_o+3、S_o+2におけるDSVの値）で表わされる。

極性が前のサンプリング点の極性と異なる場合
は、単純に１を減算または加算するのではなく
て、上記した「ゼロレベル交差点」を考慮し、こ
の時点で極性が反転したものとしてDSVを求め
る。

「ゼロレベル交差点」は次のようにして求め
る。第３図において、例えばサンプリング点S_o+1
→S_o+2で極性が反転するが、サンプリング時間間
隔を１としてS_o+1とS_o+2間の傾き具合により、位
相間隔値ｔはｔ＝S_o+1／S_o+1−S_o+2 …(ii) で求められる。したがつて「ゼロレベル交差点」
は、S_o+1点と位相間隔値ｔで算出することができ
る。また、サンプリング点S_o+2のDSVは、 DSV（S_o+2）＝DSV（S_o+1）＋（−ｔ）＋（１−ｔ）＝DSV（S_o+1）＋１−2t …(iii) （−ｔは「ゼロレベル交差点」までの減少分、１
−ｔは「ゼロレベル交差点」からの増加分）で表わされる。

直流再生補正波形ｇは、上述したようなDSV
を利用して求めたものである。第５図で説明した
ように、直流成分が存在する変調方式の再生にお
いて、再生波形は指数関数的に減衰する。この再
生補正波形は、DSVを利用すれば次のように表
わすことができる。例えば第３図のサンプリング
点S_o+2→S_o+3では、DSV_o+3、DSV_o+2を直流再生
補正に用いるDSVとすると、 DSV_o+3＝DSV_o+2・Ｌ＋Ｋ …(iv) と表わされる。一般的には前述した(2)式のよう
に、 DSV_o＝DSV_o-1・Ｌ＋Sign・Ｋ …(2) となる。

今、(2)式におけるSign・Ｋを新たに〓とおく
と、 DSV_o＝DSV_o-1・Ｌ＋〓 …〓次に、 DSV_o+2＝（DSV_o-1＋ａ）・Ｌ …(vi) なる変数を求める。(vi)式より DSV_o＝DSV_o-1・Ｌ＋ａ・Ｌ−ａ …(vii) であるので、(v)式と(vii)式を比較して、ａ・Ｌ−ａ＝〓ａ＝〓／（Ｌ−１） …(viii)式 (viii)式を(vi)式に代入すれば、 DSV_o+a＝（DSV_o-1＋ａ）・Ｌ …(vi)式より、 DSV_o＋｛Ｋ／（Ｌ−１）｝＝DSV_o-1＋｛〓／（Ｌ−１）｝）・Ｌ（〓−１） DSV_o-1＋｛〓／（Ｌ−１）｝＝（DSV_o-2 ＋｛〓／（Ｌ−１）｝）・Ｌ（〓−２） DSV_o-2＋｛〓／（Ｌ−１）｝＝（DSV_o-3 ＋｛〓／（Ｌ−１）｝）・Ｌ（〓xi−３）（〓−１）式は（〓−２）式をもちいると DSV_o＋｛〓／（Ｌ−１）｝＝（DSV_o-1＋｛〓／（Ｌ−１）｝）・Ｌ
（〓−１）＝〔（DSV_o-2＋｛〓／（Ｌ−１）｝）・Ｌ〕・Ｌ同様に（〓−３）式をもちいると＝〔（DSV_o-2＋｛／（Ｌ−１）｝）・Ｌ〕・Ｌ＝（〔（DSV_o-3＋｛〓／（Ｌ−１）｝）・Ｌ〕・
Ｌ〕・Ｌ従つて、（〓−１）式は、以下のように表現で
きる。

DSV_o＋｛〓／（Ｌ−１）｝＝（DSV_o-1＋｛〓／（Ｌ−１）｝）・Ｌ
（〓−１）＝（DSV_o-2＋｛〓／（Ｌ−１）｝）・L² ＝（DSV_o-3＋｛〓／（Ｌ−１）｝）・L³ ＝（DSV_o-4＋｛〓／（Ｌ−１）｝）・L⁴ 〓：＝（DSV₀＋｛〓／（Ｌ−１）｝）・Lⁿ であり、 DSV_o＋｛〓／（Ｌ−１）｝＝（DSV₀＋｛〓／（Ｌ−１）｝）・Lⁿ
（〓−１）′ 従つて DSV_o＝（DSV₀＋｛〓／（Ｌ−１）｝）・Lⁿ−
｛〓／（Ｌ−１）｝＝｛〓／（Ｌ−１）｝−〔｛〓／（Ｌ−１）｝−
DSV₀〕 (ix) となる。ここで、０＜Ｌ＜１として、DSV_oのお
およその形を図示すると第４図のようになる。す
なわち、Ｌ、Ｋを適当に設定することにより、種
類の指数関数を表すことができる。

すなわち、Ｌ、Ｋを適当に設定することによ
り、種々の指数関数を表わすことができる。言い
換えれば、(2)式において、ＬをDSV_oの減衰係
数、ＫをDSV_oの増分パラメータとして、適当な
Ｌ、Ｋの値により、変調信号の直流成分に正確に
近似して、第３図・最下段に示すような直流再生
補正波形ｇを得ることができる。

極性が反転する場合は(iii)式の考え方を用いて、 DSV_o+2＝DSV_o+1・Ｌ＋（１−2t）・Ｋ …(x) 一般的には(3)式にあるとおり、 DSV_o＝DSV_o-1・Ｌ＋Sign・Ｋ・（１−2t）
…(3) で表わされる。

(2)式および(3)式で求めた直流再生補正波形ｇ
と、再生信号ａとを加算すれば、補正した直流再
生出力が得られる。直流再生補正波形ｇの加算に
対する混合比をＭとすれば、一般的には(1)式にあ
るとおり、 D_o＝S_o＋DSV_o-1・Ｍ …(1) で表わされ得る。第３図では、加算した後の直流
再生出力の波形を点線（最上段）で示している。

第１図において、乗算器２１はDSV_oの増分パ
ラメータＫを掛けるものであり、係数器２２は現
在のデータｈの極性に従つて１か−１の値を設定
する。すなわち、MSB検出回路１３の出力デー
タｊを導入する切換スイツチ２３によつて、の値
の係数器２４か−１の値の係数器２５の一方に接
続して切換える。現在のデータｈの極性が正なら
ば１の値、負ならば−１の値である。そして係数
器２２を通した出力は、加算器２６の一方の入力
に加える。加算器２６の他方の入力はDSV_oに減
衰係数Ｌを掛けた値である。

加算結果はレジスタ２７に入力し保持される。
保持される値は、(2)式または(3)式で表わされる
DSV_oであり、１つ前のDSV_o-1は乗算器２８に
入力され、上述したように減衰係数Ｌを掛けて加
算器２６の一方の入力に加えられる。また、
DSV_o-1は同時に乗算器２９に入力され、DSV_o
の混合比係数Ｍが掛けられる。加算器３０にはこ
の乗算器２９の出力と現在のデータｈが加えら
れ、(1)式で表わされる直流補正されたデータｎを
出力する。

直流補正されたデータｎは第５図のPLL回路
６に入力される。この場合、PLL回路６はデイ
ジタル処理回路であり、入力されるｋビツトのデ
イジタルデータに基づいて再生クロツクを生成す
る。このとき、直流再生による補正が行なわれて
おり、等価的に第６図・中段波形の黒丸に同期し
て生成され、これによつて記録再生特性を飛躍的
に向上できる。また、第１図の回路やPLL回路
等はデイジタル回路であり、容易にIC化できる。

〈発明の効果〉以上のように本発明によれば、再生信号に対し
デイジタル的に直流再生による補正を行なうもの
であり、再生系回路を容易にIC化できるととも
に、また等価的に記録再生特性を向上した有用な
再生系回路が提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す要部詳細回路
図、第２図はそのタイミングチヤート、第３図及
び第４図は原理を説明するための等価波形図、第
５図は再生系回路の基本構成図、第６図は従来に
おける第４図各部の波形図である。１…再生ヘツド、２…ACカツプリング、３…
プリアンプ、４…イコライザ、６…PLL回路、
７…デイジタル信号処理回路、１１…Ａ／Ｄ変換
器、１２，２７…レジスタ、１３…MSB検出回
路、１４…排他的論理和ゲート、１５…演算回
路、１６，２１，２８，２９…乗算器、１７，２
０，２４，２５…係数器、１８，２６，３０…加
算器、１９，２３…切換スイツチ。

Claims

【特許請求の範囲】１磁気テープ等の磁気記録媒体に対し、信号を
デイジタル化して記録し再生するものにおいて、サンプリングによりＡ／Ｄ変換した再生信号に
基づいて、各サンプリング点のDSV（Digital
Sum Value）を求める手段と、該DSVを前記再
生信号の直流成分に対応して指数関数的に変化さ
せる手段と、前記Ａ／Ｄ変換した再生信号と、前
記指数関数的に変化させたDSVを所定割合で加
算する手段とを備え、前記Ａ／Ｄ変換した再生信
号をデイジタル的に直流再生補正することを特徴
とするデイジタル磁気記録再生方式。