JPH08147892A - デジタル信号再生装置 - Google Patents
デジタル信号再生装置Info
- Publication number
- JPH08147892A JPH08147892A JP6277832A JP27783294A JPH08147892A JP H08147892 A JPH08147892 A JP H08147892A JP 6277832 A JP6277832 A JP 6277832A JP 27783294 A JP27783294 A JP 27783294A JP H08147892 A JPH08147892 A JP H08147892A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- reproducing
- digital signal
- amplitude
- digital
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B21/00—Head arrangements not specific to the method of recording or reproducing
- G11B21/02—Driving or moving of heads
- G11B21/10—Track finding or aligning by moving the head ; Provisions for maintaining alignment of the head relative to the track during transducing operation, i.e. track following
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B15/00—Driving, starting or stopping record carriers of filamentary or web form; Driving both such record carriers and heads; Guiding such record carriers or containers therefor; Control thereof; Control of operating function
- G11B15/18—Driving; Starting; Stopping; Arrangements for control or regulation thereof
- G11B15/46—Controlling, regulating, or indicating speed
- G11B15/463—Controlling, regulating, or indicating speed by using pilot tracking tones embedded in binary coded signals, e.g. using DSV/CDS values of coded signals
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B15/00—Driving, starting or stopping record carriers of filamentary or web form; Driving both such record carriers and heads; Guiding such record carriers or containers therefor; Control thereof; Control of operating function
- G11B15/18—Driving; Starting; Stopping; Arrangements for control or regulation thereof
- G11B15/46—Controlling, regulating, or indicating speed
- G11B15/467—Controlling, regulating, or indicating speed in arrangements for recording or reproducing wherein both record carriers and heads are driven
- G11B15/4673—Controlling, regulating, or indicating speed in arrangements for recording or reproducing wherein both record carriers and heads are driven by controlling the speed of the tape while the head is rotating
- G11B15/4675—Controlling, regulating, or indicating speed in arrangements for recording or reproducing wherein both record carriers and heads are driven by controlling the speed of the tape while the head is rotating with provision for information tracking
- G11B15/4676—Controlling, regulating, or indicating speed in arrangements for recording or reproducing wherein both record carriers and heads are driven by controlling the speed of the tape while the head is rotating with provision for information tracking using signals recorded in tracks disposed in parallel with the scanning direction
- G11B15/4677—Controlling, regulating, or indicating speed in arrangements for recording or reproducing wherein both record carriers and heads are driven by controlling the speed of the tape while the head is rotating with provision for information tracking using signals recorded in tracks disposed in parallel with the scanning direction using auxiliary signals, i.e. pilot signals
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10009—Improvement or modification of read or write signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Adjustment Of The Magnetic Head Position Track Following On Tapes (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Digital Magnetic Recording (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 回路規模を大きくすることなく、再生信号中
に含まれるパイロット信号成分を確実に抽出することの
できるデジタル信号再生装置を提供すること。 【構成】 記録媒体からデジタル情報を示す信号を再生
する再生手段ＨＡ、ＨＢと、前記再生手段からの再生信
号がとるべき複数の振幅値を示す複数の所定値に対す
る、実際の再生信号の大小を示すバイナリデータを形成
する形成手段５３、６３、６５と、該バイナリデータに
基づき前記再生信号に重畳されているパイロット信号成
分を検出する検出手段７７、７９、１２１、１２３、１
２９、１３１、１３３とを具えることにより、パイロッ
ト信号成分を検出に不要な成分を効率よく除去すること
ができ、しかもパイロット信号の検出をバイナリデータ
を処理する回路にて実現できているので、回路規模を著
しく小さくできる。
に含まれるパイロット信号成分を確実に抽出することの
できるデジタル信号再生装置を提供すること。 【構成】 記録媒体からデジタル情報を示す信号を再生
する再生手段ＨＡ、ＨＢと、前記再生手段からの再生信
号がとるべき複数の振幅値を示す複数の所定値に対す
る、実際の再生信号の大小を示すバイナリデータを形成
する形成手段５３、６３、６５と、該バイナリデータに
基づき前記再生信号に重畳されているパイロット信号成
分を検出する検出手段７７、７９、１２１、１２３、１
２９、１３１、１３３とを具えることにより、パイロッ
ト信号成分を検出に不要な成分を効率よく除去すること
ができ、しかもパイロット信号の検出をバイナリデータ
を処理する回路にて実現できているので、回路規模を著
しく小さくできる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はデジタル信号再生装置に
関し、特に、再生信号中の所定のパイロット信号成分を
検出する装置に関するものである。
関し、特に、再生信号中の所定のパイロット信号成分を
検出する装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、磁気記録再生技術の進歩、及び、
磁気記録媒体の進歩等により、小型の磁気テープや磁気
ディスクに対して大量のデジタル情報を記録することが
可能となってきた。このように高密度記録を行う場合に
は、記録媒体上の記録トラックのピッチはますます小さ
くなってきており、このような小さなピッチのトラック
を再生ヘッドが正確にトレースする様にする技術、即
ち、トラッキング制御はこの種の装置において重要な技
術課題である。
磁気記録媒体の進歩等により、小型の磁気テープや磁気
ディスクに対して大量のデジタル情報を記録することが
可能となってきた。このように高密度記録を行う場合に
は、記録媒体上の記録トラックのピッチはますます小さ
くなってきており、このような小さなピッチのトラック
を再生ヘッドが正確にトレースする様にする技術、即
ち、トラッキング制御はこの種の装置において重要な技
術課題である。
【０００３】そこで、トラックに記録するデジタル信号
に対して、トラッキング制御用のパイロット信号成分を
重畳するべくデジタル変調を施す技術が提案されてい
る。すなわち、記録するデジタルデータに冗長ビットを
設け、該冗長ビットを適宜、１もしくは０に設定するこ
とで、所定周波数のパイロット信号成分（例えばｆ１、
ｆ２）を重畳する。図１０はデジタル信号に重畳された
パイロット信号を検出して、トラッキング制御を行うＶ
ＴＲの再生系回路の概略構成を示すブロック図である。
に対して、トラッキング制御用のパイロット信号成分を
重畳するべくデジタル変調を施す技術が提案されてい
る。すなわち、記録するデジタルデータに冗長ビットを
設け、該冗長ビットを適宜、１もしくは０に設定するこ
とで、所定周波数のパイロット信号成分（例えばｆ１、
ｆ２）を重畳する。図１０はデジタル信号に重畳された
パイロット信号を検出して、トラッキング制御を行うＶ
ＴＲの再生系回路の概略構成を示すブロック図である。
【０００４】回転ヘッドドラム１には磁気テープ３が１
８０°以上の角範囲に亙って巻装されており、互いに１
８０°の位相差をもって回転する２つの回転ヘッドＨ
Ａ、ＨＢによって磁気テープ上に形成された多数のトラ
ックが順次再生されることになる。ヘッドＨＡ、ＨＢの
出力は再生アンプ５、７によって増幅され、スイッチ１
３に入力される。
８０°以上の角範囲に亙って巻装されており、互いに１
８０°の位相差をもって回転する２つの回転ヘッドＨ
Ａ、ＨＢによって磁気テープ上に形成された多数のトラ
ックが順次再生されることになる。ヘッドＨＡ、ＨＢの
出力は再生アンプ５、７によって増幅され、スイッチ１
３に入力される。
【０００５】ドラム１の回転位相はＰＧヘッド９によっ
て検出され、検出された回転位相検出信号（ＰＧ）に応
じて、ヘッドスイッチング回路（ＨＳＷ回路）１１にて
ヘッドスイッチングパルス（ＨＳＷ）が形成される。図
１１は磁気テープ３上の記録パターンを示す図、図１２
は図１０各部の波形を示すタイミングチャートであり、
図１２に示すようにＨＳＷ回路１１から矩形波のＨＳＷ
が得られる。
て検出され、検出された回転位相検出信号（ＰＧ）に応
じて、ヘッドスイッチング回路（ＨＳＷ回路）１１にて
ヘッドスイッチングパルス（ＨＳＷ）が形成される。図
１１は磁気テープ３上の記録パターンを示す図、図１２
は図１０各部の波形を示すタイミングチャートであり、
図１２に示すようにＨＳＷ回路１１から矩形波のＨＳＷ
が得られる。
【０００６】スイッチ１３はＨＳＷに応じて動作し、磁
気テープ３上をトレースしている側のヘッドの出力を後
段の回路に出力する。
気テープ３上をトレースしている側のヘッドの出力を後
段の回路に出力する。
【０００７】ここで、スイッチ１３から出力される信号
のエンベロープ波形は図１２に示すごとくなるが、図示
の如きパイロット信号成分を含んでいる。図１１におい
てｆ１、ｆ２で示されるトラックは夫々所定周波数ｆ
１、ｆ２のパイロット信号成分が重畳されているという
意味であり、ｆ０はいずれのパイロット信号ｆ１、ｆ２
も重畳されておらず、ｆ１、ｆ２成分が減衰されている
ことを示す。従って、スイッチ１３から出力される信号
中に主に含まれるパイロット信号成分は図１２に示すよ
うになる。
のエンベロープ波形は図１２に示すごとくなるが、図示
の如きパイロット信号成分を含んでいる。図１１におい
てｆ１、ｆ２で示されるトラックは夫々所定周波数ｆ
１、ｆ２のパイロット信号成分が重畳されているという
意味であり、ｆ０はいずれのパイロット信号ｆ１、ｆ２
も重畳されておらず、ｆ１、ｆ２成分が減衰されている
ことを示す。従って、スイッチ１３から出力される信号
中に主に含まれるパイロット信号成分は図１２に示すよ
うになる。
【０００８】スイッチ１３の出力は再生信号処理回路１
５に供給され、ここでもとのデジタル情報が検出され、
誤り訂正、テータの復号、等の処理が施され、元のデジ
タルビデオ信号を復元して、再生ビデオ信号を出力端子
１７に出力する。
５に供給され、ここでもとのデジタル情報が検出され、
誤り訂正、テータの復号、等の処理が施され、元のデジ
タルビデオ信号を復元して、再生ビデオ信号を出力端子
１７に出力する。
【０００９】一方、スイッチ１３の出力は帯域通過フィ
ルタ（ＢＰＦ）２１、２３に入力され、前述のｆ１、ｆ
２のパイロット信号成分が検出される。トラッキング制
御はｆ０で示されたトラックを再生している際に、再生
信号中にその両隣接トラックから漏れ込んだｆ１成分と
ｆ２成分を比較し、これら各成分の比率が一定（通常
１：１）となる様に磁気テープ３の搬送量を制御するこ
とによって達成される。
ルタ（ＢＰＦ）２１、２３に入力され、前述のｆ１、ｆ
２のパイロット信号成分が検出される。トラッキング制
御はｆ０で示されたトラックを再生している際に、再生
信号中にその両隣接トラックから漏れ込んだｆ１成分と
ｆ２成分を比較し、これら各成分の比率が一定（通常
１：１）となる様に磁気テープ３の搬送量を制御するこ
とによって達成される。
【００１０】ＢＰＦ２１、２３にて抽出されたｆ１、ｆ
２成分は、夫々スイッチ２５、２７に入力される。ここ
で、ｆ１、ｆ２の量成分が重畳されたトラックのｆ０で
示されるトラックに対する向きは、２トラックごとに反
転するので、ＨＳＷを１／２分周期１９にて分周した信
号によってスイッチ２５、２７を２トラック周期で切り
換えることで、検波回路２９、３１に夫々現在トレース
しているトラック（ｆ０）に対して所定の向きのトラッ
クから漏れ込んだパイロット信号成分が供給される様に
している。１／２分周期１９の出力も図１２に示してい
る。
２成分は、夫々スイッチ２５、２７に入力される。ここ
で、ｆ１、ｆ２の量成分が重畳されたトラックのｆ０で
示されるトラックに対する向きは、２トラックごとに反
転するので、ＨＳＷを１／２分周期１９にて分周した信
号によってスイッチ２５、２７を２トラック周期で切り
換えることで、検波回路２９、３１に夫々現在トレース
しているトラック（ｆ０）に対して所定の向きのトラッ
クから漏れ込んだパイロット信号成分が供給される様に
している。１／２分周期１９の出力も図１２に示してい
る。
【００１１】検波回路２９、３１においては入力された
信号を検波することで電圧の大きさに変え減算回路３３
に供給する。減算回路３３は両隣接トラックからの漏洩
量を比較し、トラッキング誤差信号としてスイッチ３５
に入力する。スイッチ３５の開閉タイミングは、図１２
のＨＳＷがハイレベルの時にはｆ０で示されるトラック
を再生中であるので、スイッチ３５を開閉し、図１２の
ＨＳＷがローレベルの時にはｆ１もしくはｆ２で示され
るトラックを再生中であるので、スイッチ３５を解放し
て、その直前の電圧をホールドする。
信号を検波することで電圧の大きさに変え減算回路３３
に供給する。減算回路３３は両隣接トラックからの漏洩
量を比較し、トラッキング誤差信号としてスイッチ３５
に入力する。スイッチ３５の開閉タイミングは、図１２
のＨＳＷがハイレベルの時にはｆ０で示されるトラック
を再生中であるので、スイッチ３５を開閉し、図１２の
ＨＳＷがローレベルの時にはｆ１もしくはｆ２で示され
るトラックを再生中であるので、スイッチ３５を解放し
て、その直前の電圧をホールドする。
【００１２】このスイッチ３５の出力はループフィルタ
３７において平滑化され、トラッキングエラ信号として
加算回路３９に入力される。キャプスタンモータ４７に
は周波数発生器（以下ＦＧヘッドと称する）４５が取り
付けられており、キャプスタンモータ４７の回転数に比
例した周波数のパルスを出力する。ＦＧヘッド４５の出
力する周波数信号（キャプスタンＦＧ）は速度ループサ
ーボ回路４１に入力され、キャプスタンの回転数を所望
の回転数にするための速度制限信号が形成される。
３７において平滑化され、トラッキングエラ信号として
加算回路３９に入力される。キャプスタンモータ４７に
は周波数発生器（以下ＦＧヘッドと称する）４５が取り
付けられており、キャプスタンモータ４７の回転数に比
例した周波数のパルスを出力する。ＦＧヘッド４５の出
力する周波数信号（キャプスタンＦＧ）は速度ループサ
ーボ回路４１に入力され、キャプスタンの回転数を所望
の回転数にするための速度制限信号が形成される。
【００１３】加算回路３９は上記トラッキングエラー信
号とこの速度制御信号を加算し、最終的なキャプスタン
モータの制御電圧としてモータドライバ４３に印加され
る。このモータドライバ４３によりキャプスタンモータ
４７が駆動されることによって、磁気テープ３はその長
手方向に搬送され、各ヘッドＨＡ、ＨＢが磁気テープ３
上の各トラックを正しくトレースする様にされる。
号とこの速度制御信号を加算し、最終的なキャプスタン
モータの制御電圧としてモータドライバ４３に印加され
る。このモータドライバ４３によりキャプスタンモータ
４７が駆動されることによって、磁気テープ３はその長
手方向に搬送され、各ヘッドＨＡ、ＨＢが磁気テープ３
上の各トラックを正しくトレースする様にされる。
【００１４】
【発明が解決しようとしている課題】しかしながら、上
述の例では、トラッキング制御回路（ＡＴＦ回路）がア
ナログ回路で構成されており、特にＢＰＦ２１、２３が
濾波帯域がかなり低くしかも狭帯域（数１０ｋＨｚ）の
帯域濾波器となってしまうので、回路構成が大型化して
いた。
述の例では、トラッキング制御回路（ＡＴＦ回路）がア
ナログ回路で構成されており、特にＢＰＦ２１、２３が
濾波帯域がかなり低くしかも狭帯域（数１０ｋＨｚ）の
帯域濾波器となってしまうので、回路構成が大型化して
いた。
【００１５】ここで、このＡＴＦ制御回路をデジタル化
することを考える。デジタル信号のクロック周波数（例
えば４１．８５ＭＨｚ）と、抽出したいパイロット信号
の周波数ｆ１、ｆ２とがかなり離れており、その上ＢＰ
Ｆが狭帯域であるので、デジタルフィルタを構成しても
そのタップ数が膨大になってしまう。
することを考える。デジタル信号のクロック周波数（例
えば４１．８５ＭＨｚ）と、抽出したいパイロット信号
の周波数ｆ１、ｆ２とがかなり離れており、その上ＢＰ
Ｆが狭帯域であるので、デジタルフィルタを構成しても
そのタップ数が膨大になってしまう。
【００１６】そこで、デジタルＢＰＦの手前でサブサン
プリングを行い、クロック周波数を充分に下げることも
考えられるが、そのためにはサブサンプリングを行う前
に、折り返し雑音をカットするためにプレフィルタを挿
入する必要がある。即ち、サブサンプリングの周波数が
ｆS ′であるとすれば、ｆS ′／２以上の周波数成分を
抑圧しておく必要がある。しかしながら、このようにプ
レフィルタを設けた場合、このプレフィルタ自体のタッ
プ数がかなり大きくなってしまい、ハード規模が大きく
なってしまうという問題がある。
プリングを行い、クロック周波数を充分に下げることも
考えられるが、そのためにはサブサンプリングを行う前
に、折り返し雑音をカットするためにプレフィルタを挿
入する必要がある。即ち、サブサンプリングの周波数が
ｆS ′であるとすれば、ｆS ′／２以上の周波数成分を
抑圧しておく必要がある。しかしながら、このようにプ
レフィルタを設けた場合、このプレフィルタ自体のタッ
プ数がかなり大きくなってしまい、ハード規模が大きく
なってしまうという問題がある。
【００１７】斯かる背景下に於て、本発明は回路規模を
大きくすることなく、再生信号中に含まれるパイロット
信号成分を確実に抽出することのできるデジタル信号再
生装置を提供することを目的とする。
大きくすることなく、再生信号中に含まれるパイロット
信号成分を確実に抽出することのできるデジタル信号再
生装置を提供することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段及び作用】上述の目的を達
成するために、本件発明のデジタル信号再生装置に於て
は、記録媒体からデジタル情報を示す信号を再生する再
生手段と、前記再生手段からの再生信号がとるべき複数
の振幅値を示す複数の所定値に対する、実際の再生信号
の大小を示すバイナリデータを形成する形成手段と、該
バイナリデータに基づき前記再生信号に重畳されている
パイロット信号成分を検出する検出手段とを具える構成
とした。
成するために、本件発明のデジタル信号再生装置に於て
は、記録媒体からデジタル情報を示す信号を再生する再
生手段と、前記再生手段からの再生信号がとるべき複数
の振幅値を示す複数の所定値に対する、実際の再生信号
の大小を示すバイナリデータを形成する形成手段と、該
バイナリデータに基づき前記再生信号に重畳されている
パイロット信号成分を検出する検出手段とを具える構成
とした。
【００１９】上述の如く構成することにより、パイロツ
ト信号成分を検出に不要な成分を効率よく除去すること
ができ、しかもパイロット信号の検出をバイナリデータ
を処理する回路にて実現できているので、回路規模は著
しく小さくなる。
ト信号成分を検出に不要な成分を効率よく除去すること
ができ、しかもパイロット信号の検出をバイナリデータ
を処理する回路にて実現できているので、回路規模は著
しく小さくなる。
【００２０】
【実施例】以下、本件発明の実施例について、図面を参
照して説明する。
照して説明する。
【００２１】図１は、本件発明を適用したＶＴＲの再生
系回路の概略構成を示すブロック図であり、図中、図１
０と同一の構成要件については同一番号を付し、詳しい
説明は省略する。
系回路の概略構成を示すブロック図であり、図中、図１
０と同一の構成要件については同一番号を付し、詳しい
説明は省略する。
【００２２】各ヘッドＨＡ、ＨＢの出力を増幅した信号
を選択的に出力するスイッチ１３の出力は、イコライザ
５１に入力される。このイコライザ（等化器）は、リン
グヘッドの微分特性に従って失われた低域成分とスペー
シングロス等によって失われた高域成分とを補償する、
いわゆる積分等価を行い、等化後の信号を後段のＡＧＣ
回路５０に入力する。
を選択的に出力するスイッチ１３の出力は、イコライザ
５１に入力される。このイコライザ（等化器）は、リン
グヘッドの微分特性に従って失われた低域成分とスペー
シングロス等によって失われた高域成分とを補償する、
いわゆる積分等価を行い、等化後の信号を後段のＡＧＣ
回路５０に入力する。
【００２３】ＡＧＣ回路５０は、アナログ乗算回路５
３、振幅検出回路５５、ボリウム６１、減算回路５９及
びループフィルタ５７よりなり、ＡＧＣ回路５０の出力
が目標の振幅となる様に、アナログ乗算回路５３のゲイ
ンが調整される。ＡＧＣ回路５０の出力はＡ／Ｄ変換器
６３以降のトラッキング制御回路とＰＬＬ回路７０に入
力される。
３、振幅検出回路５５、ボリウム６１、減算回路５９及
びループフィルタ５７よりなり、ＡＧＣ回路５０の出力
が目標の振幅となる様に、アナログ乗算回路５３のゲイ
ンが調整される。ＡＧＣ回路５０の出力はＡ／Ｄ変換器
６３以降のトラッキング制御回路とＰＬＬ回路７０に入
力される。
【００２４】ＰＬＬ回路７０は、位相検出回路７１、ル
ープフィルタ７３、及び電圧制御発信器（ＶＣＯ）７５
により構成され、入力される信号のエッジの位相とＶＣ
Ｏ７５の出力クロックのエッジの位相とが一定になる様
にフィードバック制御を行うことで入力データ信号に同
期したクロックＣＬＫを作り出し、Ａ／Ｄ変換器６３か
らＤ／Ａ変換器８１に至るデジタルＡＴＦ回路の各部に
このクロックＣＬＫを供給する。
ープフィルタ７３、及び電圧制御発信器（ＶＣＯ）７５
により構成され、入力される信号のエッジの位相とＶＣ
Ｏ７５の出力クロックのエッジの位相とが一定になる様
にフィードバック制御を行うことで入力データ信号に同
期したクロックＣＬＫを作り出し、Ａ／Ｄ変換器６３か
らＤ／Ａ変換器８１に至るデジタルＡＴＦ回路の各部に
このクロックＣＬＫを供給する。
【００２５】デジタルＡＴＦ回路はＡ／Ｄ変換器６３、
データ整形回路６５、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）７
７、間引き回路７９、ＢＰＦ１２１、１２３、スイッチ
１２５、１２７、デジタル検波回路１２９、１３１、減
算器１３３、スイッチ１３５、及びＤ／Ａ変換器８１か
らなり、全体がデジタル回路で構成されており、上述し
たＰＬＬ回路７０から出力されるクロックＣＬＫによっ
て動作する。
データ整形回路６５、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）７
７、間引き回路７９、ＢＰＦ１２１、１２３、スイッチ
１２５、１２７、デジタル検波回路１２９、１３１、減
算器１３３、スイッチ１３５、及びＤ／Ａ変換器８１か
らなり、全体がデジタル回路で構成されており、上述し
たＰＬＬ回路７０から出力されるクロックＣＬＫによっ
て動作する。
【００２６】前述の様に積分等化され、ＡＧＣ回路５０
にてその振幅が所定の振幅となった再生信号はＡ／Ｄ変
換器６３に入力され、デジタル値に変換される。本実施
例においては、このＡ／Ｄ変換器６３により８ビットの
正負のサイン付きのデジタル値が出力されるものとす
る。このＡ／Ｄ変換器６３の出力はデータ整形回路６５
に入力される。
にてその振幅が所定の振幅となった再生信号はＡ／Ｄ変
換器６３に入力され、デジタル値に変換される。本実施
例においては、このＡ／Ｄ変換器６３により８ビットの
正負のサイン付きのデジタル値が出力されるものとす
る。このＡ／Ｄ変換器６３の出力はデータ整形回路６５
に入力される。
【００２７】図２は図１におけるデータ整形回路６５の
具体例を示すブロック図である。データ整形回路６５に
入力された信号は、前述のＡＧＣ回路５０によってデジ
タルレベル“１”、“０”が夫々＋Ａと−Ａとに設定さ
れる様にその振幅が制御されているものとする。即ち、
言い換えれば、この値＋Ａと−Ａは再生信号がとるべき
複数の振幅値であり、ＡＧＣ回路の目標振幅値である。
この信号は８ビットのパラレルデータとして比較器２０
２及び減算器２０５に入力される。
具体例を示すブロック図である。データ整形回路６５に
入力された信号は、前述のＡＧＣ回路５０によってデジ
タルレベル“１”、“０”が夫々＋Ａと−Ａとに設定さ
れる様にその振幅が制御されているものとする。即ち、
言い換えれば、この値＋Ａと−Ａは再生信号がとるべき
複数の振幅値であり、ＡＧＣ回路の目標振幅値である。
この信号は８ビットのパラレルデータとして比較器２０
２及び減算器２０５に入力される。
【００２８】比較器２０２においては、再生データが上
記“１”、“０”のいずれを示すかが検出される。即
ち、上記８ビットのパラレルデータが符号付きであるの
で、本実施例においてはその最上位ビット（ＭＳＢ）を
検出してやればよい。これを更に定量的にいうと、比較
器２０２において入力された８ビットデータと値０とが
比較され、その結果が出力されるということになる。た
だ実態としては単に最上位ビット（ＭＳＢ）を抽出して
いるだけである。
記“１”、“０”のいずれを示すかが検出される。即
ち、上記８ビットのパラレルデータが符号付きであるの
で、本実施例においてはその最上位ビット（ＭＳＢ）を
検出してやればよい。これを更に定量的にいうと、比較
器２０２において入力された８ビットデータと値０とが
比較され、その結果が出力されるということになる。た
だ実態としては単に最上位ビット（ＭＳＢ）を抽出して
いるだけである。
【００２９】比較器２０２の出力は端子２０３及びデー
タセレクタ２０４に入力され、端子２０３からの１ビッ
ト出力は図１の再生データ復元回路６９に入力され、元
のビデオ情報が復元されることになる。復元されたビデ
オ情報は端子８５から再生ビデオ信号として出力され
る。
タセレクタ２０４に入力され、端子２０３からの１ビッ
ト出力は図１の再生データ復元回路６９に入力され、元
のビデオ情報が復元されることになる。復元されたビデ
オ情報は端子８５から再生ビデオ信号として出力され
る。
【００３０】一方、データセレクタは８ビットデータの
ＭＳＢが“１”の場合には値＋Ａを選択し、“０”の場
合には値−Ａを選択する。選択された値は減算器２０５
に入力される。減算器２０５においては、入力８ビット
データから値＋Ａもしくは値−Ａを差し引いた値が、比
較器２０６に入力される。この比較器２０６は減算器２
０５の出力値を０と比較し、その結果を１ビットのバイ
ナリデータとして出力端子２０７に供給する。ここで、
この比較器２０６についても０との比較なのでそのＭＳ
Ｂを検出することによって結果を得ることができる。
ＭＳＢが“１”の場合には値＋Ａを選択し、“０”の場
合には値−Ａを選択する。選択された値は減算器２０５
に入力される。減算器２０５においては、入力８ビット
データから値＋Ａもしくは値−Ａを差し引いた値が、比
較器２０６に入力される。この比較器２０６は減算器２
０５の出力値を０と比較し、その結果を１ビットのバイ
ナリデータとして出力端子２０７に供給する。ここで、
この比較器２０６についても０との比較なのでそのＭＳ
Ｂを検出することによって結果を得ることができる。
【００３１】ここで、Ａを２のべき乗に設定した場合に
は上記構成を簡略化することが可能である。即ち、上記
図２の構成全体を単に特定のビットを取り出したり、特
定のビットを取り出してその簡単な論理演算により結果
を得ることができる。例えば、Ａを６４とした場合に
は、ＭＳＢはデジタル値を示し、その隣のビットに上記
比較回路２０６の出力が得られる。
は上記構成を簡略化することが可能である。即ち、上記
図２の構成全体を単に特定のビットを取り出したり、特
定のビットを取り出してその簡単な論理演算により結果
を得ることができる。例えば、Ａを６４とした場合に
は、ＭＳＢはデジタル値を示し、その隣のビットに上記
比較回路２０６の出力が得られる。
【００３２】このデータ整形回路６５の出力はＬＰＦ７
７に入力される。ＬＰＦ７７は後段の回路を１／１０程
度のクロック周波数で動作させるためのプレフィルタで
あり、入力が１ビツトデータであるのでアップダウンカ
ウンタで構成するのが最適である。ＬＰＦ７７の出力は
間引き回路７９において１／１０程度にダウンサンプル
され、ＢＰＦ１２１及びＢＰＦ１２３に入力される。Ｂ
ＰＦ１２１、１２３は夫々ｆ１、ｆ２を抽出するための
デジタルフィルタである。
７に入力される。ＬＰＦ７７は後段の回路を１／１０程
度のクロック周波数で動作させるためのプレフィルタで
あり、入力が１ビツトデータであるのでアップダウンカ
ウンタで構成するのが最適である。ＬＰＦ７７の出力は
間引き回路７９において１／１０程度にダウンサンプル
され、ＢＰＦ１２１及びＢＰＦ１２３に入力される。Ｂ
ＰＦ１２１、１２３は夫々ｆ１、ｆ２を抽出するための
デジタルフィルタである。
【００３３】このＢＰＦ１２１、１２３の構成として
は、ＦＩＲ（有限インパルスレスポンス型）やＩＩＲ
（無限インパルスレスポンス型）が考えられるが、いず
れの場合においても同じｆ１（例えば４６５ｋＨｚ）や
ｆ２（６９７．５ｋＨｚ）中心で同じ帯域幅を抜き出す
ことを考えた場合に、クロック周波数が何十倍も離れ過
ぎない方が回路構成を小さくできる。即ち、元の再生デ
ータのクロック周波数が４１．８５ＭＨｚである場合、
このクロックを用いてＢＰＦを構成するよりは４．１８
５ＭＨｚのクロックでこれらのＢＰＦを駆動する方がＢ
ＰＦの回路規模を大幅に小さくできる。
は、ＦＩＲ（有限インパルスレスポンス型）やＩＩＲ
（無限インパルスレスポンス型）が考えられるが、いず
れの場合においても同じｆ１（例えば４６５ｋＨｚ）や
ｆ２（６９７．５ｋＨｚ）中心で同じ帯域幅を抜き出す
ことを考えた場合に、クロック周波数が何十倍も離れ過
ぎない方が回路構成を小さくできる。即ち、元の再生デ
ータのクロック周波数が４１．８５ＭＨｚである場合、
このクロックを用いてＢＰＦを構成するよりは４．１８
５ＭＨｚのクロックでこれらのＢＰＦを駆動する方がＢ
ＰＦの回路規模を大幅に小さくできる。
【００３４】上記実施例の構成により、ハードウエアの
量を大幅に小さくできるポイントは、簡単なロジック回
路等のデータ整形回路を追加することによりデータを１
ビットとし、サブサンプル用のプレフィルタの入力を１
ビットとし、プレフィルタを簡単なカウンタ構成にて実
現する点と、更には、クロックの周波数を下げたことに
より１ビット入力のＢＰＦの構成を更に簡単にした点な
どがある。
量を大幅に小さくできるポイントは、簡単なロジック回
路等のデータ整形回路を追加することによりデータを１
ビットとし、サブサンプル用のプレフィルタの入力を１
ビットとし、プレフィルタを簡単なカウンタ構成にて実
現する点と、更には、クロックの周波数を下げたことに
より１ビット入力のＢＰＦの構成を更に簡単にした点な
どがある。
【００３５】図３は、図１の回路における各部の波形を
示すタイミングチャートであり、ＢＰＦ２１の出力する
エンベロープは図示の如くになる。ＢＰＦ１２１、１２
３の出力は２トラックごとにデータセレクタ１２５、１
２７にて切り換えられ、デジタル検波回路１２９、１３
１に供給される。検波回路１２９、１３１は入力された
信号を検波してその検波出力を減算回路１３３に入力す
る。減算回路１３３は両隣接トラックからのパイロット
信号の漏洩量を比較し、その差を誤差信号として出力す
る。
示すタイミングチャートであり、ＢＰＦ２１の出力する
エンベロープは図示の如くになる。ＢＰＦ１２１、１２
３の出力は２トラックごとにデータセレクタ１２５、１
２７にて切り換えられ、デジタル検波回路１２９、１３
１に供給される。検波回路１２９、１３１は入力された
信号を検波してその検波出力を減算回路１３３に入力す
る。減算回路１３３は両隣接トラックからのパイロット
信号の漏洩量を比較し、その差を誤差信号として出力す
る。
【００３６】スイッチ１３５の開閉タイミングは１／２
分周期１９の出力※２によって定められる点は、図１０
の例と同様である。スイッチ１３５の出力はＤ／Ａ変換
器８１においてアナログ値に変換され、デジタルＡＴＦ
回路の出力としてループフィルタ３７に印加される。こ
こで、ルーフフィルタ３７は信号を平滑化し、加算器３
９において速度制御信号と加算され、図１０の場合と同
様にキャプスタンモータ４７の制御信号を導出する。
分周期１９の出力※２によって定められる点は、図１０
の例と同様である。スイッチ１３５の出力はＤ／Ａ変換
器８１においてアナログ値に変換され、デジタルＡＴＦ
回路の出力としてループフィルタ３７に印加される。こ
こで、ルーフフィルタ３７は信号を平滑化し、加算器３
９において速度制御信号と加算され、図１０の場合と同
様にキャプスタンモータ４７の制御信号を導出する。
【００３７】次に、等化法が積分等化の場合を仮定して
Ａ／Ｄ変換器６３に入力されるデジタル再生信号の振幅
と、ＢＰＦ１２１もしくはＢＰＦ１２３に出力されるパ
イロット信号成分の量との関係について図４を用いて説
明する。なお、以下の説明は説明の簡単のため、データ
整形回路６５において入力された８ビットデータのＭＳ
Ｂに隣接するビットを抽出する場合について説明する。
Ａ／Ｄ変換器６３に入力されるデジタル再生信号の振幅
と、ＢＰＦ１２１もしくはＢＰＦ１２３に出力されるパ
イロット信号成分の量との関係について図４を用いて説
明する。なお、以下の説明は説明の簡単のため、データ
整形回路６５において入力された８ビットデータのＭＳ
Ｂに隣接するビットを抽出する場合について説明する。
【００３８】図４において、横軸はＡ／Ｄ変換器への再
生信号の振幅を示し、振幅Ａとの関係については図５に
示す。ここで、ＡＧＣ回路５０において設定される目標
振幅Ａはボリウム６１を用いて任意に設定できる。図４
の縦軸はトラッキング制御状態が良好な場合にＢＰＦ１
２１もしくはＢＰＦ１２３に出力されるクロクトーク量
である。
生信号の振幅を示し、振幅Ａとの関係については図５に
示す。ここで、ＡＧＣ回路５０において設定される目標
振幅Ａはボリウム６１を用いて任意に設定できる。図４
の縦軸はトラッキング制御状態が良好な場合にＢＰＦ１
２１もしくはＢＰＦ１２３に出力されるクロクトーク量
である。
【００３９】図４から明らかな様に、Ａを６４と設定し
た場合にクロクトーク量が最大になる。これは、データ
の検出点での大きさが＋６４と−６４近傍に集中するた
め、再生すべきデジタルデータはＡ／Ｄ変換された８ビ
ットのうちのＭＳＢに集中し、隣のビットには残った隣
接トラックからのパイロット信号のクロストーク成分が
ノイズや等化誤差でディザされて重畳されるからであ
る。尚、図６はこの再生データを検出する場合のアイパ
ターンを示す。
た場合にクロクトーク量が最大になる。これは、データ
の検出点での大きさが＋６４と−６４近傍に集中するた
め、再生すべきデジタルデータはＡ／Ｄ変換された８ビ
ットのうちのＭＳＢに集中し、隣のビットには残った隣
接トラックからのパイロット信号のクロストーク成分が
ノイズや等化誤差でディザされて重畳されるからであ
る。尚、図６はこの再生データを検出する場合のアイパ
ターンを示す。
【００４０】上述の説明は記録信号が２値のデジタルデ
ータを示す場合であったが、３値以上のデジタルデータ
から再生信号を復元する装置にも本発明の考え方を適用
することができる。
ータを示す場合であったが、３値以上のデジタルデータ
から再生信号を復元する装置にも本発明の考え方を適用
することができる。
【００４１】図７はデータが３値記録されていた場合
の、図１のデータ整形回路の一具体例を示す図であり、
図８はこの３値信号から再生データを検出する場合のア
イパターンを示す。入力端子３００に３値に等化された
デジタルデータが入力されると、３値検出器を構成する
比較器３０１、３０２において、夫々、値＋Ａ、値−Ａ
と比較される。この比較器３０１、３０２の出力は２ビ
ットデータとして端子３０４、３０５に出力され、後段
の再生データ復元回路に供給される。
の、図１のデータ整形回路の一具体例を示す図であり、
図８はこの３値信号から再生データを検出する場合のア
イパターンを示す。入力端子３００に３値に等化された
デジタルデータが入力されると、３値検出器を構成する
比較器３０１、３０２において、夫々、値＋Ａ、値−Ａ
と比較される。この比較器３０１、３０２の出力は２ビ
ットデータとして端子３０４、３０５に出力され、後段
の再生データ復元回路に供給される。
【００４２】これら比較器３０１、３０２の出力はデー
タセレクタ３０６にも供給され、セレクタ３０６では３
値検出される再生信号レベルが＋Ａ以上、＋Ａと−Ａの
中間もしくは−Ａ以下のいずれかに応じて値＋２Ａ、
０、−２Ａのいずれかを選択し、減算器で入力された８
ビットデータからこの選択されたデータを減算する。比
較器３０８においてはこの減算されたデータを０と比較
して１ビットデータを形成し、端子３０９に入力する。
タセレクタ３０６にも供給され、セレクタ３０６では３
値検出される再生信号レベルが＋Ａ以上、＋Ａと−Ａの
中間もしくは−Ａ以下のいずれかに応じて値＋２Ａ、
０、−２Ａのいずれかを選択し、減算器で入力された８
ビットデータからこの選択されたデータを減算する。比
較器３０８においてはこの減算されたデータを０と比較
して１ビットデータを形成し、端子３０９に入力する。
【００４３】ここで、Ａを３２とする様にＡＧＣ回路５
０のボリウム６１を調整すると、検出されたデータの値
（＋２Ａ、０、−２Ａ）は夫々（＋６４、０、−６４）
となり、これらの１つをもとのデジタルデータから減算
して得た結果のＭＳＢは、端子３００に入力された８ビ
ットデータのＭＳＢから数えて３ビット目となる。した
がって、同様にＡ／Ｄ変換器６３の出力のＭＳＢから数
えて３ビット目を用いてトラッキング制御を行うことに
よって、上述の例と同様に良好なトラッキング制御が極
めて小規模な回路構成にて実現できる。
０のボリウム６１を調整すると、検出されたデータの値
（＋２Ａ、０、−２Ａ）は夫々（＋６４、０、−６４）
となり、これらの１つをもとのデジタルデータから減算
して得た結果のＭＳＢは、端子３００に入力された８ビ
ットデータのＭＳＢから数えて３ビット目となる。した
がって、同様にＡ／Ｄ変換器６３の出力のＭＳＢから数
えて３ビット目を用いてトラッキング制御を行うことに
よって、上述の例と同様に良好なトラッキング制御が極
めて小規模な回路構成にて実現できる。
【００４４】尚、３値検出を行う場合においては、ＰＲ
（１、１）等、低域成分が保存される等化方式に特に有
効であるが、ＰＲ（１、０、−１）やＰＲ（１、−１）
等の他の等化方式によってもＳ／Ｎが多少劣化するもの
のトラッキング制御を行うことができる。
（１、１）等、低域成分が保存される等化方式に特に有
効であるが、ＰＲ（１、０、−１）やＰＲ（１、−１）
等の他の等化方式によってもＳ／Ｎが多少劣化するもの
のトラッキング制御を行うことができる。
【００４５】次に、本発明の他の実施例について図９を
用いて説明する。図９は本件の他の実施例としてのデジ
タルＶＴＲの再生系の構成を示す図であり、図１と同様
の構成要件については同一番号を付し、詳細な説明は省
略する。
用いて説明する。図９は本件の他の実施例としてのデジ
タルＶＴＲの再生系の構成を示す図であり、図１と同様
の構成要件については同一番号を付し、詳細な説明は省
略する。
【００４６】イコライザ５１によって積分等化された再
生波形は、ＡＧＣのためのアナログ乗算器５３を介して
Ａ／Ｄ変換器６３に加えられ、例えば８ビット符号付き
のデジタルデータに変換される。変換されたデータは位
相検出器１５１及び振幅検出器１６１、更にはデータ整
形回路６５に供給される。
生波形は、ＡＧＣのためのアナログ乗算器５３を介して
Ａ／Ｄ変換器６３に加えられ、例えば８ビット符号付き
のデジタルデータに変換される。変換されたデータは位
相検出器１５１及び振幅検出器１６１、更にはデータ整
形回路６５に供給される。
【００４７】位相検出器１５１は入力波形のエッジと後
述するＶＣＯ１５７から出力されるクロックのエッジと
の位相差を検出し、その結果をループフィルタ１５３に
出力する。このループフィルタ１５３は検出された位相
差情報を平滑化し、その結果をＤ／Ａ変換器１５５に印
加する。このＤ／Ａ変換器１５５の出力はＶＣＯ１５７
に印加され、結果として入力された波形に位相ロックし
たクロックＣＬＫが発生される。このＶＣＯ１５７の出
力は全体のクロックＣＬＫとして用いられる。
述するＶＣＯ１５７から出力されるクロックのエッジと
の位相差を検出し、その結果をループフィルタ１５３に
出力する。このループフィルタ１５３は検出された位相
差情報を平滑化し、その結果をＤ／Ａ変換器１５５に印
加する。このＤ／Ａ変換器１５５の出力はＶＣＯ１５７
に印加され、結果として入力された波形に位相ロックし
たクロックＣＬＫが発生される。このＶＣＯ１５７の出
力は全体のクロックＣＬＫとして用いられる。
【００４８】一方、振幅検出器１６１は入力された積分
等化波形の振幅を求め、その結果を減算器１６３に供給
する。減算器１６３においては、この積分等化波形の振
幅からレジスタ１６５から出力される目標振幅値が減算
され、この減算出力がループフィルタ１６７に印加され
る。ループフィルタ１６７は入力された振幅差を平滑化
し、Ｄ／Ａ変換器１６３に供給する。Ｄ／Ａ変換器１６
３はこのデジタルデータをアナログ量に変換し、アナロ
グ乗算器５３に印加する。この結果、ＡＧＣループが構
成され、Ａ／Ｄ変換器６３に入力される波形の振幅が、
デジタル値の平均として望む目標値、例えば６４になる
様にフィードバックループが働く。
等化波形の振幅を求め、その結果を減算器１６３に供給
する。減算器１６３においては、この積分等化波形の振
幅からレジスタ１６５から出力される目標振幅値が減算
され、この減算出力がループフィルタ１６７に印加され
る。ループフィルタ１６７は入力された振幅差を平滑化
し、Ｄ／Ａ変換器１６３に供給する。Ｄ／Ａ変換器１６
３はこのデジタルデータをアナログ量に変換し、アナロ
グ乗算器５３に印加する。この結果、ＡＧＣループが構
成され、Ａ／Ｄ変換器６３に入力される波形の振幅が、
デジタル値の平均として望む目標値、例えば６４になる
様にフィードバックループが働く。
【００４９】本実施例においては、デジタルＡＧＣを用
いることで、アナログの場合と比較して、応答速度を速
めることができ、上に述べたデジタル値の平均を所望の
値に設定できることと相まって、データ整形回路６５の
出力する１ビットに重畳されるパイロット信号成分のク
ロストーク量が大幅に安定する。
いることで、アナログの場合と比較して、応答速度を速
めることができ、上に述べたデジタル値の平均を所望の
値に設定できることと相まって、データ整形回路６５の
出力する１ビットに重畳されるパイロット信号成分のク
ロストーク量が大幅に安定する。
【００５０】また、本実施例ではキャプスタンサーボを
マイコンを用いて行っている。即ち、ＦＧ検出器４５の
出力するキャプスタンＦＧはそのままサーボマイコン
（ＭＰＵ）１７１に入力される。また、両隣接トラック
からのパイロット信号成分のクロストーク分は、減算器
１３３にて比較差分され、スイッチ１３５、ＬＰＦ１７
３を介して平滑化され、ＭＰＵ１７１に入力される。
マイコンを用いて行っている。即ち、ＦＧ検出器４５の
出力するキャプスタンＦＧはそのままサーボマイコン
（ＭＰＵ）１７１に入力される。また、両隣接トラック
からのパイロット信号成分のクロストーク分は、減算器
１３３にて比較差分され、スイッチ１３５、ＬＰＦ１７
３を介して平滑化され、ＭＰＵ１７１に入力される。
【００５１】このＭＰＵ１７１はＦＧの周波数からキャ
プスタンの回転する誤差を計算し、ＬＰＦ１７３からの
トラッキングエラー信号を加算して、その大きさに比例
したパルス幅を持つＰＷＭ信号として出力する。このＰ
ＷＭ信号はＬＰＦ１７５にて平滑化され、モータドライ
バ４３に印加される。これによって、ヘッドＨＡ、ＨＢ
が所望のトラックを正しくトレースする様に磁気テープ
３の搬送が制御される。
プスタンの回転する誤差を計算し、ＬＰＦ１７３からの
トラッキングエラー信号を加算して、その大きさに比例
したパルス幅を持つＰＷＭ信号として出力する。このＰ
ＷＭ信号はＬＰＦ１７５にて平滑化され、モータドライ
バ４３に印加される。これによって、ヘッドＨＡ、ＨＢ
が所望のトラックを正しくトレースする様に磁気テープ
３の搬送が制御される。
【００５２】上述の図９の実施例においてはＡＴＦ回路
をデジタル化したことにより、サーボマイコンに対し、
ＡＴＦ制御信号をデジタルデータのまま供給することが
でき、更に回路構成を簡略化することで可能となった。
をデジタル化したことにより、サーボマイコンに対し、
ＡＴＦ制御信号をデジタルデータのまま供給することが
でき、更に回路構成を簡略化することで可能となった。
【００５３】尚、上記各実施例においては図１１の如く
記録された磁気テープを再生するデジタルＶＴＲを例に
とって説明したが、トラッキング制御の方法については
これに限られるものではなく、デジタル信号にパイロッ
ト信号を重畳し、このパイロット信号成分を抽出する装
置において、本発明を適用することにより、同様に回路
規模を大幅に削減できる。
記録された磁気テープを再生するデジタルＶＴＲを例に
とって説明したが、トラッキング制御の方法については
これに限られるものではなく、デジタル信号にパイロッ
ト信号を重畳し、このパイロット信号成分を抽出する装
置において、本発明を適用することにより、同様に回路
規模を大幅に削減できる。
【００５４】
【発明の効果】以上説明したように本発明のデジタル信
号再生装置によれば、記録媒体からデジタル情報を示す
信号を再生し、その再生信号がとるべき複数の振幅値を
示す複数の所定値に対する、実際の再生信号の大小を示
すバイナリデータを形成することにより、このバイナリ
データに基づき再生信号に重畳されているパイロット信
号成分を効率よく検出することができ、パイロット信号
の検出をバイナリデータを処理する回路にて実現できて
いるので、回路規模を著しく小さくすることができる。
号再生装置によれば、記録媒体からデジタル情報を示す
信号を再生し、その再生信号がとるべき複数の振幅値を
示す複数の所定値に対する、実際の再生信号の大小を示
すバイナリデータを形成することにより、このバイナリ
データに基づき再生信号に重畳されているパイロット信
号成分を効率よく検出することができ、パイロット信号
の検出をバイナリデータを処理する回路にて実現できて
いるので、回路規模を著しく小さくすることができる。
【図１】本発明のデジタル信号再生装置の一実施例とし
てのデジタルＶＴＲの再生系の構成を示すブロック図で
ある。
てのデジタルＶＴＲの再生系の構成を示すブロック図で
ある。
【図２】図１のデータ整形回路の具体的な構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図３】図１における各部の波形を示すタイミングチャ
ートである。
ートである。
【図４】デジタル再生信号の振幅と検出されるパイロッ
ト信号成分の両との関係を示す図である。
ト信号成分の両との関係を示す図である。
【図５】再生信号の振幅と振幅Ａとの関係を示す図であ
る。
る。
【図６】図２の回路で再生データを検出する場合のアイ
パターンを示す図である。
パターンを示す図である。
【図７】図１のデータ整形回路の他の具体的な構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図８】図７の回路で再生データを検出する場合のアイ
パターンを示す図である。
パターンを示す図である。
【図９】本発明の他の実施例としてデジタルＶＴＲの再
生系の構成を示すブロック図である。
生系の構成を示すブロック図である。
【図１０】従来のデジタルＶＴＲの再生系の構成例を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図１１】磁気テープ上の記録パターンの一例を示す図
である。
である。
【図１２】図１０における各部の波形を示すタイミング
チャートである。
チャートである。
ＨＡ、ＨＢ 再生ヘッド ５、７ 再生アンプ ５０ ＡＧＣ回路 ５１ イコライザ ５３ 乗算器 ６１ ボリウム ６３ Ａ／Ｄ変換器 ６５ データ整形回路 ７０ ＰＬＬ回路 ７７ ＬＢＦ（ローパスフィルタ） ７９ 間引き回路 １２１、１２３ デジタルＢＰＦ（バンドパスフィル
タ） １２５、１２７ データセレクタ １２９、１３１ 検波回路 １３６、１４６ 加算回路 １３７、１４７ 減算回路 １５０ 比較回路 １５１ 位相検出回路 １５７ ＶＣＯ １６１ 振幅検出回路 １７１ ＭＰＵ（サーボマイコン）
タ） １２５、１２７ データセレクタ １２９、１３１ 検波回路 １３６、１４６ 加算回路 １３７、１４７ 減算回路 １５０ 比較回路 １５１ 位相検出回路 １５７ ＶＣＯ １６１ 振幅検出回路 １７１ ＭＰＵ（サーボマイコン）
Claims (12)
- 【請求項１】 記録媒体からデジタル情報を示す信号を
再生する再生手段と、 前記再生手段からの再生信号がとるべき複数の振幅値を
示す複数の所定値に対する、実際の再生信号の大小を示
すバイナリデータを形成する形成手段と、 該バイナリデータに基づき前記再生信号に重畳されてい
るパイロット信号成分を検出する検出手段と、を具える
ことを特徴とするデジタル信号再生装置。 - 【請求項２】 前記再生信号を複数ビットのデジタル信
号に変換する変換手段を有し、前記形成手段は前記複数
ビットのデジタル信号と前記複数の所定値中の１つとの
差を示すデジタル信号の最上位ビットを抽出する抽出手
段を有する特徴とする請求項１のデジタル信号再生装
置。 - 【請求項３】 前記複数の所定値が夫々２のべき乗であ
ることを特徴とする請求項２のデジタル信号再生装置。 - 【請求項４】 前記複数の所定値が夫々前記複数ビット
のデジタル信号の最上位ビットに対応する値であり、前
記抽出手段は前記複数ビットのデジタル信号の上位から
２番目のビットを抽出することを特徴とする請求項２の
デジタル信号再生装置。 - 【請求項５】 前記再生信号が前記複数の振幅値をとる
ようにその振幅を制御するＡＧＣ回路を有することを特
徴とする請求項１〜４いずれかのデジタル信号再生装
置。 - 【請求項６】 前記再生信号を複数ビットのデジタル信
号に変換する変換手段を有し、 前記ＡＧＣ回路は、前記複数ビットのデジタル信号から
前記再生信号の振幅を検出し、該検出された振幅に応じ
て前記変換手段に入力される前記再生信号の振幅を制御
することを特徴とする請求項５のデジタル信号再生装
置。 - 【請求項７】 前記再生信号に位相ロックしたクロック
を発生するＰＬＬ回路を有することを特徴とする請求項
１〜６いずれかのデジタル信号再生装置。 - 【請求項８】 前記再生信号を複数ビットのデジタル信
号に変換する変換手段を有し、 前記ＰＬＬ回路は、前記複数ビットのデジタル信号から
前記再生信号の位相情報を検出し、該検出された位相情
報に応じて前記変換手段以降の回路を駆動するクロック
を形成することを特徴とする請求項７のデジタル信号再
生装置。 - 【請求項９】 前記検出手段で検出されたパイロット信
号を用いて前記記録媒体と前記再生手段との相対位置を
制御する制御手段を有する請求項１〜８いずれかのデジ
タル信号再生装置。 - 【請求項１０】 前記再生手段は前記記録媒体上に並列
して形成されたトラックを順次トレースする回転ヘッド
を含み、 前記検出手段は、前記回転ヘッドがトレースしているト
ラックの両隣接トラックからのパイロット信号成分を検
出・比較することを特徴とする請求項１〜９いずれかの
デジタル信号処理装置。 - 【請求項１１】 前記検出手段は前記バイナリデータを
プレフィルタを介してサブサンプリングする手段と、該
サブサンプリングされたバイナリデータから前記パイロ
ット信号成分を検出することを特徴とする請求項１〜１
０いずれかのデジタル信号処理装置。 - 【請求項１２】 記録媒体からデジタル情報を示す信号
を再生する再生手段と、 前記再生手段からの再生信号の振幅を制御する振幅制御
手段と、 前記振幅制御手段による目標振幅値に対する、実際の再
生信号の大小を示すバイナリデータを形成する形成手段
と、 該バイナリデータに基づき前記再生信号に重畳されてい
るパイロット信号成分を検出する検出手段と、を具える
ことを特徴とするデジタル信号再生装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27783294A JP3647069B2 (ja) | 1994-11-11 | 1994-11-11 | デジタル信号再生装置 |
| US08/551,336 US5867330A (en) | 1994-11-11 | 1995-11-01 | Reproducing apparatus detecting pilot signals by binary data processing |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27783294A JP3647069B2 (ja) | 1994-11-11 | 1994-11-11 | デジタル信号再生装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08147892A true JPH08147892A (ja) | 1996-06-07 |
| JP3647069B2 JP3647069B2 (ja) | 2005-05-11 |
Family
ID=17588894
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27783294A Expired - Fee Related JP3647069B2 (ja) | 1994-11-11 | 1994-11-11 | デジタル信号再生装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5867330A (ja) |
| JP (1) | JP3647069B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6710955B2 (en) | 2001-06-01 | 2004-03-23 | Recording For The Blind & Dyslexic Incorporated | Method and apparatus for converting an analog audio source into a digital format |
| US7937557B2 (en) * | 2004-03-16 | 2011-05-03 | Vns Portfolio Llc | System and method for intercommunication between computers in an array |
| US7904695B2 (en) * | 2006-02-16 | 2011-03-08 | Vns Portfolio Llc | Asynchronous power saving computer |
| US7966481B2 (en) | 2006-02-16 | 2011-06-21 | Vns Portfolio Llc | Computer system and method for executing port communications without interrupting the receiving computer |
| US7904615B2 (en) | 2006-02-16 | 2011-03-08 | Vns Portfolio Llc | Asynchronous computer communication |
| US7573409B2 (en) * | 2007-03-22 | 2009-08-11 | Vns Portfolio Llc | Variable sized aperture window of an analog-to-digital converter |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4812987A (en) * | 1984-11-06 | 1989-03-14 | Sharp Kabushiki Kaisha | Wave shaping circuit |
| JPS63138570A (ja) * | 1986-11-28 | 1988-06-10 | Pioneer Electronic Corp | 信号記録装置 |
| DE4141204C2 (de) * | 1990-12-14 | 1997-03-27 | Hitachi Ltd | Spurführungseinrichtung für ein magnetisches Aufzeichnungs- und Wiedergabegerät |
| US5258877A (en) * | 1992-04-16 | 1993-11-02 | Vtc Inc. | Data separator having a restart circuit |
-
1994
- 1994-11-11 JP JP27783294A patent/JP3647069B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1995
- 1995-11-01 US US08/551,336 patent/US5867330A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5867330A (en) | 1999-02-02 |
| JP3647069B2 (ja) | 2005-05-11 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5448424A (en) | AGC circuit and recording and reproducing apparatus using AGC circuit | |
| JP3129156B2 (ja) | 位相検出方法およびその実施装置 | |
| JP3647069B2 (ja) | デジタル信号再生装置 | |
| US6141170A (en) | Signal processing with frequency component detection in two modes | |
| JP2661064B2 (ja) | データ再生装置 | |
| JPH10172203A (ja) | 再生装置 | |
| US5982310A (en) | Digital signal processing apparatus | |
| JP2977031B2 (ja) | データ検出器及びその方法 | |
| JP2574746B2 (ja) | デイジタル信号再生装置 | |
| JP3818031B2 (ja) | 記録情報再生装置 | |
| JPH09223343A (ja) | デジタル信号処理装置 | |
| US5923493A (en) | Information signal reproducing apparatus having means for tracking control | |
| JP3689452B2 (ja) | デジタル信号再生装置 | |
| JP2828158B2 (ja) | 信号再生装置及び信号記録再生装置 | |
| JP3225588B2 (ja) | ディジタル信号再生回路 | |
| JP3291942B2 (ja) | 磁気記録再生装置及び記録方法 | |
| JP2754114B2 (ja) | 磁気記録再生装置におけるオートトラッキング方式 | |
| JPH087408A (ja) | トラッキング制御装置 | |
| JPS6318564A (ja) | ヘリカルスキヤン方式テ−プ再生装置のキヤプスタン制御回路 | |
| JPH0489661A (ja) | 信号記録再生装置 | |
| JPH02156475A (ja) | デジタル信号の記録再生装置 | |
| JP2005025937A (ja) | 再生装置 | |
| JPH05298785A (ja) | トラッキング制御装置 | |
| JPS62217404A (ja) | ヘツド切換ノイズ除去回路 | |
| JPH01312759A (ja) | 磁気記録再生装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050201 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050208 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080218 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090218 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100218 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100218 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110218 Year of fee payment: 6 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |