JPH0563609A - エコーキヤンセラ方式 - Google Patents
エコーキヤンセラ方式Info
- Publication number
- JPH0563609A JPH0563609A JP22450591A JP22450591A JPH0563609A JP H0563609 A JPH0563609 A JP H0563609A JP 22450591 A JP22450591 A JP 22450591A JP 22450591 A JP22450591 A JP 22450591A JP H0563609 A JPH0563609 A JP H0563609A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frame
- signal
- echo signal
- frequency component
- fourier transform
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
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Landscapes
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 例えば、テレビ会議システムに使用するエコ
ーキャンセラ方式に関し、回路規模の縮小を図ることを
目的とする。 【構成】 入力信号をフレーム毎にオーバーラップ処理
すると共に、各フレームを離散フーリエ変換して周波数
成分を取り出す第１の短時間スペクトル分析手段３と、
取り出した周波数成分に対してフイルタ演算を行う適応
デイジタルフイルタ手段５と、該適応デイジタルフイル
タ手段の出力に逆離散フーリエ変換を施した後、疑似エ
コー信号を生成し、残留エコー信号を取り出すエコーキ
ャンセル手段６と、残留エコー信号をフレーム毎にオー
バーラップ処理すると共に、各フレームを離散フーリエ
変換して周波数成分を取り出して制御信号として該適応
フイルタ手段に送出する第２の短時間スペクトル分析手
段４とを設け、該適応フイルタ手段は該制御信号を用い
て残留エコー信号の周波数成分を最小にするように構成
する。
ーキャンセラ方式に関し、回路規模の縮小を図ることを
目的とする。 【構成】 入力信号をフレーム毎にオーバーラップ処理
すると共に、各フレームを離散フーリエ変換して周波数
成分を取り出す第１の短時間スペクトル分析手段３と、
取り出した周波数成分に対してフイルタ演算を行う適応
デイジタルフイルタ手段５と、該適応デイジタルフイル
タ手段の出力に逆離散フーリエ変換を施した後、疑似エ
コー信号を生成し、残留エコー信号を取り出すエコーキ
ャンセル手段６と、残留エコー信号をフレーム毎にオー
バーラップ処理すると共に、各フレームを離散フーリエ
変換して周波数成分を取り出して制御信号として該適応
フイルタ手段に送出する第２の短時間スペクトル分析手
段４とを設け、該適応フイルタ手段は該制御信号を用い
て残留エコー信号の周波数成分を最小にするように構成
する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えば、テレビ会議シ
ステムに使用するエコーキャンセラ方式に関するもので
ある。
ステムに使用するエコーキャンセラ方式に関するもので
ある。
【０００２】通常、TV会議システムではスピーカからの
出力が天井や壁で反射してマイクに回り込むエコーが生
ずるが、このエコーの長さは数 100ms におよび、通話
品質に悪影響を与える。そこで、このエコーを抑圧する
エコーキャンセラが必要となる。
出力が天井や壁で反射してマイクに回り込むエコーが生
ずるが、このエコーの長さは数 100ms におよび、通話
品質に悪影響を与える。そこで、このエコーを抑圧する
エコーキャンセラが必要となる。
【０００３】図４はエコーキャンセラの原理説明図で、
(a) は構成図、(b) は(a) 中のトランスバーサルフイル
タの構成図である。以下、エコーの長さが 256 ms とし
て図４の動作を説明するが、トランスバーサルフイルタ
11及び減算器12に入力する信号はサンプリングされたパ
ルス列とする。
(a) は構成図、(b) は(a) 中のトランスバーサルフイル
タの構成図である。以下、エコーの長さが 256 ms とし
て図４の動作を説明するが、トランスバーサルフイルタ
11及び減算器12に入力する信号はサンプリングされたパ
ルス列とする。
【０００４】先ず、TV会議システムで使用する信号の帯
域が７KHz,サンプリング周波数が16KHzとすると、１ms
当たり16サンプリングパルスとなるので、256 msの場合
は4096サンプリングパルスとなる。
域が７KHz,サンプリング周波数が16KHzとすると、１ms
当たり16サンプリングパルスとなるので、256 msの場合
は4096サンプリングパルスとなる。
【０００５】一方、図４(a) に示すエコーキャンセラに
入力したサンプリングパルス列は、トランスバーサルフ
ルタ11に加えられるが、スピーカ(SP)の出力の一部はマ
イク(MIC) を通ってエコー信号として減算器12に加えら
れる。
入力したサンプリングパルス列は、トランスバーサルフ
ルタ11に加えられるが、スピーカ(SP)の出力の一部はマ
イク(MIC) を通ってエコー信号として減算器12に加えら
れる。
【０００６】トランスバーサルフイルタ11は、例えば、
図４(b) に示す様な非再帰形回路構成になっていて、T
は単位遅延素子, h0〜h4は係数乗算器, 111 は加算器で
あるが、上記の様にサンプリングパルスの数が4096の時
は係数乗算器及び単位遅延素子の数が4096と大きくなる
だけで構成は同一である。
図４(b) に示す様な非再帰形回路構成になっていて、T
は単位遅延素子, h0〜h4は係数乗算器, 111 は加算器で
あるが、上記の様にサンプリングパルスの数が4096の時
は係数乗算器及び単位遅延素子の数が4096と大きくなる
だけで構成は同一である。
【０００７】さて、図４(b) に示す回路に印加されたサ
ンプリングパルスは、各単位遅延素子の入出力側の係数
乗算器で係数が乗算された後、加算器111 で加算されて
疑似エコー信号として、図４(a) の減算器12に印加され
る。
ンプリングパルスは、各単位遅延素子の入出力側の係数
乗算器で係数が乗算された後、加算器111 で加算されて
疑似エコー信号として、図４(a) の減算器12に印加され
る。
【０００８】減算器では、エコー信号と疑似エコー信号
との差分が取られ、残留エコー信号が取り出されるの
で、この信号が最小になる様に係数乗算器の係数を制御
する。しかし、上記の様に係数乗算器の数が多くなる
と、これに伴って演算量も多くなるので、この演算量の
削減、即ち回路規模の縮小が課題となっていた。
との差分が取られ、残留エコー信号が取り出されるの
で、この信号が最小になる様に係数乗算器の係数を制御
する。しかし、上記の様に係数乗算器の数が多くなる
と、これに伴って演算量も多くなるので、この演算量の
削減、即ち回路規模の縮小が課題となっていた。
【０００９】
【従来の技術】図５は従来例の構成図、図６は図５の帯
域分割フイルタ部などの動作説明図である。ここで、図
６の左側の符号は図５中の同じ符号の部分の波形を示
す。以下、図６を参照して図５の動作を説明する。
域分割フイルタ部などの動作説明図である。ここで、図
６の左側の符号は図５中の同じ符号の部分の波形を示
す。以下、図６を参照して図５の動作を説明する。
【００１０】先ず、上記の様に、７KHz 帯域のTV会議シ
ステムの信号を16 KHzでサンプリングして得られた16サ
ンプリングパルス/ms のパルス列が、順次、帯域分割フ
イルタ部26に入力する( 図６(b)-参照) 。
ステムの信号を16 KHzでサンプリングして得られた16サ
ンプリングパルス/ms のパルス列が、順次、帯域分割フ
イルタ部26に入力する( 図６(b)-参照) 。
【００１１】帯域分割フイルタ部26は、７KHz の伝送帯
域を32分割する32個の帯域分割フイルタ部分で構成され
ており、各分割フイルタ部分はそれそれ、H1(Z), H2(Z)
・・H32(Z) の伝達関数を持っているとする( 図６(a)
参照) 。
域を32分割する32個の帯域分割フイルタ部分で構成され
ており、各分割フイルタ部分はそれそれ、H1(Z), H2(Z)
・・H32(Z) の伝達関数を持っているとする( 図６(a)
参照) 。
【００１２】さて、伝達関数H1(Z) を有する分割フイル
タ部分26は、入力したパルス列から伝達関数H1(Z) に対
応するパルス列を取り出す。この時、上記の様に伝送帯
域を32分割しているので、１つの分割フイルタ部分の帯
域は伝送帯域の1/32になっている。
タ部分26は、入力したパルス列から伝達関数H1(Z) に対
応するパルス列を取り出す。この時、上記の様に伝送帯
域を32分割しているので、１つの分割フイルタ部分の帯
域は伝送帯域の1/32になっている。
【００１３】そこで、取り出すパルスの数を間引き処理
部26´で1/32にできる( これを間引き処理と云う) 、隣
接フイルタとの重なりを防ぐ為に２ms当たり１サンプリ
ングパルスが１：２オーバサンプリング部27に加えられ
る。
部26´で1/32にできる( これを間引き処理と云う) 、隣
接フイルタとの重なりを防ぐ為に２ms当たり１サンプリ
ングパルスが１：２オーバサンプリング部27に加えられ
る。
【００１４】なお、他の伝達関数H2(Z) ・・H32(Z)を有
する分割フイルタ部分は、伝達関数H1(Z) を有する分割
フイルタ部分と対象帯域が異なるので、それぞれ異なっ
たパルス列が１：２オーバサンプリング部に加えられ
る。
する分割フイルタ部分は、伝達関数H1(Z) を有する分割
フイルタ部分と対象帯域が異なるので、それぞれ異なっ
たパルス列が１：２オーバサンプリング部に加えられ
る。
【００１５】１：２オーバサンプリング部27は、入力信
号を１KHz でオーバーサンプリングするので、１KHz 間
隔でサンプリングパルス列が得られ、これをそれぞれ対
応する複素係数形適応デイジタルフイルタ(C-ADF) 241,
242に加える。なお、オーバサンプリングは、帯域分割
フイルタのオーバラップによって生ずる残留エコーの増
加を抑圧する為のものである。
号を１KHz でオーバーサンプリングするので、１KHz 間
隔でサンプリングパルス列が得られ、これをそれぞれ対
応する複素係数形適応デイジタルフイルタ(C-ADF) 241,
242に加える。なお、オーバサンプリングは、帯域分割
フイルタのオーバラップによって生ずる残留エコーの増
加を抑圧する為のものである。
【００１６】複素係数形適応デイジタルフイルタ241, 2
42は、既に説明したトランスバーサルフイルタで構成さ
れ、印加された２KHz 間隔のサンプリングパルス列に対
して係数乗算器( 図示せず) で係数を乗算して、各成分
毎に疑似エコー信号を生成して減算器231, 232に加え
る。この時の乗算は複素数の乗算になる。
42は、既に説明したトランスバーサルフイルタで構成さ
れ、印加された２KHz 間隔のサンプリングパルス列に対
して係数乗算器( 図示せず) で係数を乗算して、各成分
毎に疑似エコー信号を生成して減算器231, 232に加え
る。この時の乗算は複素数の乗算になる。
【００１７】一方、マイク(MIC) からのエコー信号は、
上記と同様に帯域分割フイルタ部21, 間引き処理部21´
及び１：2 オーバサンプリング部22で各周波数成分毎に
分解され、同じく減算器231, 232に加えられる。
上記と同様に帯域分割フイルタ部21, 間引き処理部21´
及び１：2 オーバサンプリング部22で各周波数成分毎に
分解され、同じく減算器231, 232に加えられる。
【００１８】そこで、この減算器で各周波数成分毎のエ
コー信号と疑似エコー信号との差分、即ち各周波数成分
毎の残留エコー信号が求められ、再び、対応する複素係
数形適応フイルタ241, 242に加えられる。
コー信号と疑似エコー信号との差分、即ち各周波数成分
毎の残留エコー信号が求められ、再び、対応する複素係
数形適応フイルタ241, 242に加えられる。
【００１９】各複素係数形適応デイジタルフイルタは、
残留エコー信号が最小となる様に係数値を制御するの
で、帯域合成フイルタ部25は減算器231, 232の出力を合
成して、残留エコー信号が最小となった合成信号を相手
側に送出する。ここで、図４に示すエコーキャンセラと
図５に示すエコーキャンセラの演算量の比較をする。
残留エコー信号が最小となる様に係数値を制御するの
で、帯域合成フイルタ部25は減算器231, 232の出力を合
成して、残留エコー信号が最小となった合成信号を相手
側に送出する。ここで、図４に示すエコーキャンセラと
図５に示すエコーキャンセラの演算量の比較をする。
【００２０】前者は前に説明した様に、サンプリング毎
に4096個の係数を用いて演算しなければならない。学習
同定法で係数制御を行う場合を考えると、必要な乗算数
は約4096×２＝8192となる。
に4096個の係数を用いて演算しなければならない。学習
同定法で係数制御を行う場合を考えると、必要な乗算数
は約4096×２＝8192となる。
【００２１】一方、後者は１：２のオーバサンプリング
をしているので、4096×２＝8192個の係数を用いて演算
しなければならないが、動作速度が1 KHz の為、前者の
動作速度の1/16となり、乗算が複素乗算で４倍になるこ
とを考慮すると、全体の演算量は略 1/2に減る。
をしているので、4096×２＝8192個の係数を用いて演算
しなければならないが、動作速度が1 KHz の為、前者の
動作速度の1/16となり、乗算が複素乗算で４倍になるこ
とを考慮すると、全体の演算量は略 1/2に減る。
【００２２】なお、帯域分割フイルタ群, 間引き処理,
および1:2 オーバラップ処理部はポリフェーズフイルタ
とDFT の組合せにより演算量を大幅に削減できるので無
視してもよい。合成フイル部についても同様である。一
般に、帯域分割数をN としても同様の議論が成り立つ。
および1:2 オーバラップ処理部はポリフェーズフイルタ
とDFT の組合せにより演算量を大幅に削減できるので無
視してもよい。合成フイル部についても同様である。一
般に、帯域分割数をN としても同様の議論が成り立つ。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】上記の様に、所要演算
量は直接FIR 型( 図４の構成）に比べてかなり少なくな
るが、それでも0.5 〜２sec 程度のエコーを抑圧する為
には、10〜20チップ程度のデイジタル・シグナル・プロ
セッサ(DSP) を必要とする。そこで、より演算量を少な
くして、回路規模の縮小を図らなければならないと云う
問題がある。
量は直接FIR 型( 図４の構成）に比べてかなり少なくな
るが、それでも0.5 〜２sec 程度のエコーを抑圧する為
には、10〜20チップ程度のデイジタル・シグナル・プロ
セッサ(DSP) を必要とする。そこで、より演算量を少な
くして、回路規模の縮小を図らなければならないと云う
問題がある。
【００２４】本発明は、回路規模の縮小を図ることを目
的とする。
的とする。
【００２５】
【課題を解決するための手段】図１は本発明の原理構成
図である。図中、３は入力信号を２ｎ個ずつに区切って
１フレームとし、各フレーム中のｎ個の信号を相互にオ
ーバーラップ処理すると共に、各フレームを離散フーリ
エ変換し、該入力信号の周波数成分を取り出して出力す
る第１の短時間スペクトル分析手段である。
図である。図中、３は入力信号を２ｎ個ずつに区切って
１フレームとし、各フレーム中のｎ個の信号を相互にオ
ーバーラップ処理すると共に、各フレームを離散フーリ
エ変換し、該入力信号の周波数成分を取り出して出力す
る第１の短時間スペクトル分析手段である。
【００２６】５は係数乗算器を有し、該第１の短時間ス
ペクトル分析手段の出力に対して、それぞれフイルタ演
算を行う適応デイジタルフイルタ手段、６は該適応デイ
ジタルフイルタ手段の演算結果に対して、逆離散フーリ
エ変換を施した後、上記のｎ個の信号部分を抽出して疑
似エコー信号を生成し、入力したエコー信号との差分を
取って残留エコー信号を取り出すエコーキャンセル手段
である。
ペクトル分析手段の出力に対して、それぞれフイルタ演
算を行う適応デイジタルフイルタ手段、６は該適応デイ
ジタルフイルタ手段の演算結果に対して、逆離散フーリ
エ変換を施した後、上記のｎ個の信号部分を抽出して疑
似エコー信号を生成し、入力したエコー信号との差分を
取って残留エコー信号を取り出すエコーキャンセル手段
である。
【００２７】４は入力した該残留エコー信号を２ｎ個ず
つに区切って１フレームを生成し、各フレーム中のｎ個
の信号を相互にオーバーラップ処理すると共に、各フレ
ームを離散フーリエ変換して該残留エコー信号の周波数
成分を取り出して制御信号として送出する第２の短時間
スペクトル分析手段である。
つに区切って１フレームを生成し、各フレーム中のｎ個
の信号を相互にオーバーラップ処理すると共に、各フレ
ームを離散フーリエ変換して該残留エコー信号の周波数
成分を取り出して制御信号として送出する第２の短時間
スペクトル分析手段である。
【００２８】そして、該適応フイルタ手段は印加された
制御信号を用いて、残留エコー信号の周波数成分が最小
となる様に該係数乗算器の係数値を制御する。
制御信号を用いて、残留エコー信号の周波数成分が最小
となる様に該係数乗算器の係数値を制御する。
【００２９】
【作用】本発明はフレーム単位の信号の周波数成分を求
める手法である、短時間スペクトル分析を利用して信号
中の周波数成分を求め、これらの周波数成分を適応フイ
ルタ手段に加えることにより演算量を削減する様にし
た。
める手法である、短時間スペクトル分析を利用して信号
中の周波数成分を求め、これらの周波数成分を適応フイ
ルタ手段に加えることにより演算量を削減する様にし
た。
【００３０】即ち、図１において、第１の短時間スペク
トル分析手段で、入力信号を、順次、フレームで区切
り、１番目のフレームで区切られた信号の後半部分と２
番目のフレームで区切られた信号の前半部分をオーバラ
ップさせる（これをオーバラップ処理と云う）。
トル分析手段で、入力信号を、順次、フレームで区切
り、１番目のフレームで区切られた信号の後半部分と２
番目のフレームで区切られた信号の前半部分をオーバラ
ップさせる（これをオーバラップ処理と云う）。
【００３１】そして、各フレーム毎に離散フーリエ変換
(DFT) を行うことにより、フレームで区切られた信号の
周波数成分を求める。そして、例えば、トランスバーサ
ルフイルタで構成された適応デイジタルフイルタ(C-AD
F) 手段で各周波数成分毎の疑似エコー成分を求めてエ
コーキャンセル手段に加える。なお、この適応デイジタ
ルフイルタは従来例と同じく複素信号に対するものであ
る。
(DFT) を行うことにより、フレームで区切られた信号の
周波数成分を求める。そして、例えば、トランスバーサ
ルフイルタで構成された適応デイジタルフイルタ(C-AD
F) 手段で各周波数成分毎の疑似エコー成分を求めてエ
コーキャンセル手段に加える。なお、この適応デイジタ
ルフイルタは従来例と同じく複素信号に対するものであ
る。
【００３２】エコーキャンセル手段は、各C-ADF 手段の
出力を一括して、逆離散フーリエ変換(IDFT)を行った
後、オーバラップを除く為にフレームの後半部分の信号
を取り出して疑似エコー信号とし、入力するエコー信号
と差分を取って残留エコー信号を得る。
出力を一括して、逆離散フーリエ変換(IDFT)を行った
後、オーバラップを除く為にフレームの後半部分の信号
を取り出して疑似エコー信号とし、入力するエコー信号
と差分を取って残留エコー信号を得る。
【００３３】第２の短時間スペクトル分析手段は、上記
と同様な処理で、残留エコー信号の各周波数成分を求
め、この周波数成分が最小となる様に適応デイジタルフ
ルタ内の係数を制御する。
と同様な処理で、残留エコー信号の各周波数成分を求
め、この周波数成分が最小となる様に適応デイジタルフ
ルタ内の係数を制御する。
【００３４】結局、本発明は、受信信号に対する一連の
処理はたたみこみ演算をおこなっていることに相当し、
適応デイジタルフイルタの各係数値がうまく選択できれ
ば、通常のFIR （有限長インパルス応答) 型構成にブロ
ックLMS アルゴリズム( 処理フレーム内のエラーの２乗
和が少なくなる方向に係数値を制御するアルゴリズム）
を適用する場合と同様の原理で疑似エコー信号が得られ
る。
処理はたたみこみ演算をおこなっていることに相当し、
適応デイジタルフイルタの各係数値がうまく選択できれ
ば、通常のFIR （有限長インパルス応答) 型構成にブロ
ックLMS アルゴリズム( 処理フレーム内のエラーの２乗
和が少なくなる方向に係数値を制御するアルゴリズム）
を適用する場合と同様の原理で疑似エコー信号が得られ
る。
【００３５】なお、入力信号および残留エコー信号に対
するハーフオーバラップおよびDFTの処理の部分は短時
間スペクトル分析であり、各帯域毎にエラー最小化の処
理を行うことに相当するが、この様な処理をすることに
より演算量が少なくなり、回路規模の縮小を図ることが
できる。
するハーフオーバラップおよびDFTの処理の部分は短時
間スペクトル分析であり、各帯域毎にエラー最小化の処
理を行うことに相当するが、この様な処理をすることに
より演算量が少なくなり、回路規模の縮小を図ることが
できる。
【００３６】
【実施例】図２は本発明の実施例の構成図、図３は図２
の動作説明図である。ここで、32サンプルオーバラップ
部31, 41、64点高速フーリエ変換部32, 42は第１，第２
の短時間スペクトル分析手段３，４の構成部分、トラン
スバーサルフイルタ501 〜564 は適応デイジタルフイル
タ手段５の構成部分、64点逆高速フーリエ変換部61, 後
半32サンプル部62, 減算部63はエコーキャンセル手段６
の構成部分である。
の動作説明図である。ここで、32サンプルオーバラップ
部31, 41、64点高速フーリエ変換部32, 42は第１，第２
の短時間スペクトル分析手段３，４の構成部分、トラン
スバーサルフイルタ501 〜564 は適応デイジタルフイル
タ手段５の構成部分、64点逆高速フーリエ変換部61, 後
半32サンプル部62, 減算部63はエコーキャンセル手段６
の構成部分である。
【００３７】以下、２ｎ＝６４として、図３を参照して
図２の動作を説明する。先ず、32サンプルオーバラップ
部 31 は、サンプリングパルスが64個入力する毎にフレ
ームF1, F2, F3・・に分割した後、図３- に示す様
に、32サンプリングパルスずつオーバラップさせた後、
１フレームずつ64点高速フーリエ変換部32に加える。
図２の動作を説明する。先ず、32サンプルオーバラップ
部 31 は、サンプリングパルスが64個入力する毎にフレ
ームF1, F2, F3・・に分割した後、図３- に示す様
に、32サンプリングパルスずつオーバラップさせた後、
１フレームずつ64点高速フーリエ変換部32に加える。
【００３８】ここで、入力するサンプリングパルスをオ
ーバラップさせるには、このサンプリングパルスを32サ
ンプルオーバーラップ部内のバッフアメモリに、図３-
に示す様に格納する。
ーバラップさせるには、このサンプリングパルスを32サ
ンプルオーバーラップ部内のバッフアメモリに、図３-
に示す様に格納する。
【００３９】即ち、最初は０番地から(2n −1)番地まで
2n 個のサンプリングパルスが格納されるまで待つ。2n
個のサンプリングパルスが格納された時点で 2n 点FFT
以降の処理を開始するが、この間にも次の入力サンプリ
ングパルスが 2n 番地から順番に格納されていくが、一
連の処理は(3n −1)番地までサンプリングパルスが入力
される前に終了させる。
2n 個のサンプリングパルスが格納されるまで待つ。2n
個のサンプリングパルスが格納された時点で 2n 点FFT
以降の処理を開始するが、この間にも次の入力サンプリ
ングパルスが 2n 番地から順番に格納されていくが、一
連の処理は(3n −1)番地までサンプリングパルスが入力
される前に終了させる。
【００４０】次は、(3n −1)番地までサンプリングパル
スが格納された時点で、n 番地から(3n −1)番地までの
2n 個のサンプリングパルスを対象として一連の処理を
行う。 以下、上記と同様な処理を行う。
スが格納された時点で、n 番地から(3n −1)番地までの
2n 個のサンプリングパルスを対象として一連の処理を
行う。 以下、上記と同様な処理を行う。
【００４１】ここで、バッファメモリの有効利用の為、
(3n −1)番地にサンプリングパルスが格納された後は、
再び、０番地からサンプリングパルスを格納していく。
従って、次のフレームでの処理の対象は 2n 番地から(3
n −1)番地, および０番地から(n−1)番地までを合わせ
た2nサンプリングパルスとなる。
(3n −1)番地にサンプリングパルスが格納された後は、
再び、０番地からサンプリングパルスを格納していく。
従って、次のフレームでの処理の対象は 2n 番地から(3
n −1)番地, および０番地から(n−1)番地までを合わせ
た2nサンプリングパルスとなる。
【００４２】さて、64点高速フーリエ変換部32では、公
知の様に離散フーリエ変換(DFT) を効率良く計算する為
の部分で、各フレーム毎に高速フーリエ変換(FFT) を行
って、フレーム毎の周波数成分を抽出する。
知の様に離散フーリエ変換(DFT) を効率良く計算する為
の部分で、各フレーム毎に高速フーリエ変換(FFT) を行
って、フレーム毎の周波数成分を抽出する。
【００４３】なお、図３のに示す様に、フレームF1の
後半部分の32サンプリングパルスとフレームF2の前半部
分の32サンプリングパルス、フレームF2の後半部分とフ
レームF3の前半部分・・はオーバラップしているが、こ
の部分は従来例で説明したオーバサンプリングに相当
し、２倍の周波数でサンプリングしていることに対応す
る。
後半部分の32サンプリングパルスとフレームF2の前半部
分の32サンプリングパルス、フレームF2の後半部分とフ
レームF3の前半部分・・はオーバラップしているが、こ
の部分は従来例で説明したオーバサンプリングに相当
し、２倍の周波数でサンプリングしていることに対応す
る。
【００４４】さて、抽出された周波数成分はそれぞれ、
対応するFIR 型の適応デイジタルフイルタ部分に加えら
れるが、適応デイジタルフイルタ部分として、例えば 6
4 個のトランスバーサルフイルタ501 〜564 を用いる。
対応するFIR 型の適応デイジタルフイルタ部分に加えら
れるが、適応デイジタルフイルタ部分として、例えば 6
4 個のトランスバーサルフイルタ501 〜564 を用いる。
【００４５】例えば、トランスバーサルフイルタ501
は、上記で説明した様に、各単位遅延素子T の入出力側
において、印加された周波数成分に対して係数乗算器 h
0 ・・を用いて係数を乗算した後、加算器S01 で加算し
て、この周波数成分に対する疑似エコー信号を生成して
64点逆離散フーリエ変換部(IFFT)61に印加する。
は、上記で説明した様に、各単位遅延素子T の入出力側
において、印加された周波数成分に対して係数乗算器 h
0 ・・を用いて係数を乗算した後、加算器S01 で加算し
て、この周波数成分に対する疑似エコー信号を生成して
64点逆離散フーリエ変換部(IFFT)61に印加する。
【００４６】他のトランスバーサルフイルタも上記と同
様な動作をして、それぞれ入力した周波数成分に対する
疑似エコー信号を生成して64点逆離散フーリエ変換部(I
FFT)に印加する( 図３- 参照) 。
様な動作をして、それぞれ入力した周波数成分に対する
疑似エコー信号を生成して64点逆離散フーリエ変換部(I
FFT)に印加する( 図３- 参照) 。
【００４７】なお、図３- はフレーム中の１番目のサ
ンプリングパルスはトランスバーサルフイルタ501, 64
番目のサンプリングパルスはトランスバーサル564 に印
加されることを示している。
ンプリングパルスはトランスバーサルフイルタ501, 64
番目のサンプリングパルスはトランスバーサル564 に印
加されることを示している。
【００４８】64点逆離散フーリエ変換部61は、印加され
た各周波数成分に対する疑似エコー信号に対して逆離散
フーリエ変換した後、後半部分を取り出してオーバラッ
プを取り除き、疑似エコー信号として減算器64に印加す
る( 図３- 参照) 。
た各周波数成分に対する疑似エコー信号に対して逆離散
フーリエ変換した後、後半部分を取り出してオーバラッ
プを取り除き、疑似エコー信号として減算器64に印加す
る( 図３- 参照) 。
【００４９】減算器63には、マイクMIC からのエコー信
号も印加されているので、ここで差分が取られて残留エ
コー信号が抽出され、32サンプルオーバラップ部41に印
加される。
号も印加されているので、ここで差分が取られて残留エ
コー信号が抽出され、32サンプルオーバラップ部41に印
加される。
【００５０】32サンプルオーバラップ部41は、上記と同
様に、残留エコー信号が64個入力する毎に１つのフレー
ムに分割した後、32個ずつオーバラップさせた後、１フ
レームずつ 64 点高速フーリエ変換部42に加える。
様に、残留エコー信号が64個入力する毎に１つのフレー
ムに分割した後、32個ずつオーバラップさせた後、１フ
レームずつ 64 点高速フーリエ変換部42に加える。
【００５１】そこで、64点高速フーリエ変換部32は、各
フレーム毎に高速フーリエ変換(FFT) を行ってフレーム
毎の残留エコー信号成分を取り出し、これらの成分が最
小となる様に、対応するトランスバーサルフイルタ内の
係数乗算器の係数を更新制御するが、係数の更新制御に
は、例えば公知の学習同定法を使用すればよい。
フレーム毎に高速フーリエ変換(FFT) を行ってフレーム
毎の残留エコー信号成分を取り出し、これらの成分が最
小となる様に、対応するトランスバーサルフイルタ内の
係数乗算器の係数を更新制御するが、係数の更新制御に
は、例えば公知の学習同定法を使用すればよい。
【００５２】次に、本発明と従来例の場合の演算量の比
較を行う。抑圧すべきエコー信号の長さをN サンプル、
本発明における処理フレーム当たりのサンプル数、また
は従来例における帯域分割数をK とすると、本発明に必
要な演算量は
較を行う。抑圧すべきエコー信号の長さをN サンプル、
本発明における処理フレーム当たりのサンプル数、また
は従来例における帯域分割数をK とすると、本発明に必
要な演算量は
【００５３】
【数１】
【００５４】一方、図５の帯域分割型構成では、
【００５５】
【数２】
【００５６】の演算が必要となる。ただし、帯域分割フ
イルタ群をFFT とポリフェーズフイルタ( 多相フイルタ
?)で構成することを前提としている。また、αはポリフ
ェーズフイルタの為に必要な演算量である。
イルタ群をFFT とポリフェーズフイルタ( 多相フイルタ
?)で構成することを前提としている。また、αはポリフ
ェーズフイルタの為に必要な演算量である。
【００５７】例えば、N ＝4096, K ＝64とおくと、本発
明で必要な演算量は(1) 式から188/サンプルとなり、
(2) 式から求めた従来例における値(572＋α)/サンプル
に比べて約1/3 と少なくなる。
明で必要な演算量は(1) 式から188/サンプルとなり、
(2) 式から求めた従来例における値(572＋α)/サンプル
に比べて約1/3 と少なくなる。
【００５８】ここで、(1) 式は下記の様に得られる。即
ち、図２において、３個のK 点FFT またはK 点IFFTが必
要となるが、１回の実入力FFT に要する実乗算数は２Ｋ
〔Ｌｏｇ2(Ｋ／２）＋１〕である。
ち、図２において、３個のK 点FFT またはK 点IFFTが必
要となるが、１回の実入力FFT に要する実乗算数は２Ｋ
〔Ｌｏｇ2(Ｋ／２）＋１〕である。
【００５９】従って、３個で２Ｋ〔Ｌｏｇ2(Ｋ／２）＋
１〕×３となるが、サンプル当たりに直すとＫ／２に間
引きされることから
１〕×３となるが、サンプル当たりに直すとＫ／２に間
引きされることから
【００６０】
【数３】
【００６１】となる。一方、トータルのチップ数は2Nと
なるので、複素信号に対する学習同定法を過程するとフ
レーム当たりの乗算数は２Ｎ×２×４＝１６Ｎとなる。
これを、サンプル当たりに直すとＫ／２間引きされてい
ることを考慮して
なるので、複素信号に対する学習同定法を過程するとフ
レーム当たりの乗算数は２Ｎ×２×４＝１６Ｎとなる。
これを、サンプル当たりに直すとＫ／２間引きされてい
ることを考慮して
【００６２】
【数４】
【００６３】となる。そこで、(3) 式＋(4) 式から(1)
式が得られる。
式が得られる。
【００６４】
【発明の効果】以上詳細に説明した様に本発明によれ
ば、回路規模の縮小を図ることができると云う効果があ
る。
ば、回路規模の縮小を図ることができると云う効果があ
る。
【図１】本発明の原理構成図である。
【図２】本発明の実施例の構成図である。
【図３】図２の動作説明図である。
【図４】エコーキャンセラの原理説明図で、(a) は構成
図、(b) は(a) の中のトランスバーサルフイルタの構成
図である。
図、(b) は(a) の中のトランスバーサルフイルタの構成
図である。
【図５】従来例の構成図である。
【図６】図５の動作説明図である。
３ 第１の短時間スペクトル分析手段 ４ 第２の短時間スペクトル分析手段 ５ 適応デイジタルフイルタ手段 ６ エコーキャンセル手段
Claims (1)
- 【請求項１】 入力信号を２ｎ個（ｎは正の整数）ずつ
に区切って１フレームとし、各フレーム中のｎ個の信号
を相互にオーバーラップ処理すると共に、各フレームを
離散フーリエ変換し、該入力信号の周波数成分を取り出
して出力する第１の短時間スペクトル分析手段(3) と、 係数乗算器を有し、該第１の短時間スペクトル分析手段
の出力に対して、それぞれフイルタ演算を行う適応デイ
ジタルフイルタ手段(5) と、 該適応デイジタルフイルタ手段の演算結果に対して、逆
離散フーリエ変換を施した後、上記のｎ個の信号部分を
抽出して疑似エコー信号を生成し、入力したエコー信号
との差分を取って残留エコー信号を取り出すエコーキャ
ンセル手段(6)と、 入力した該残留エコー信号を２ｎ個ずつに区切って１フ
レームを生成し、各フレーム中のｎ個の信号を相互にオ
ーバーラップ処理すると共に、各フレームを離散フーリ
エ変換して該残留エコー信号の周波数成分を取り出して
制御信号として送出する第２の短時間スペクトル分析手
段(4) とを設け、 該適応フイルタ手段は、印加された制御信号を用いて、
残留エコー信号の周波数成分が最小となる様に該係数乗
算器の係数値を制御することを特徴とするエコーキャン
セラ方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22450591A JPH0563609A (ja) | 1991-09-05 | 1991-09-05 | エコーキヤンセラ方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22450591A JPH0563609A (ja) | 1991-09-05 | 1991-09-05 | エコーキヤンセラ方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0563609A true JPH0563609A (ja) | 1993-03-12 |
Family
ID=16814852
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22450591A Withdrawn JPH0563609A (ja) | 1991-09-05 | 1991-09-05 | エコーキヤンセラ方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0563609A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2739736A1 (fr) * | 1995-10-05 | 1997-04-11 | Laroche Jean | Procede de reduction des pre-echos ou post-echos affectant des enregistrements audio |
| JP2007129736A (ja) * | 1994-10-28 | 2007-05-24 | Alcatel Mobil Phones | 音声信号中の暗騒音を抑制する方法及び装置、並びに反響消去を伴う対応する装置 |
-
1991
- 1991-09-05 JP JP22450591A patent/JPH0563609A/ja not_active Withdrawn
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007129736A (ja) * | 1994-10-28 | 2007-05-24 | Alcatel Mobil Phones | 音声信号中の暗騒音を抑制する方法及び装置、並びに反響消去を伴う対応する装置 |
| FR2739736A1 (fr) * | 1995-10-05 | 1997-04-11 | Laroche Jean | Procede de reduction des pre-echos ou post-echos affectant des enregistrements audio |
| EP0767462A3 (en) * | 1995-10-05 | 1997-08-06 | France Telecom | Procedure for reducing pre-echo and post-echo influencing audio recording |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19981203 |