JPS5830219A - デイジタル・フイルタ装置を用いて電気信号を処理する方法 - Google Patents

デイジタル・フイルタ装置を用いて電気信号を処理する方法

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JPS5830219A
JPS5830219A JP57075535A JP7553582A JPS5830219A JP S5830219 A JPS5830219 A JP S5830219A JP 57075535 A JP57075535 A JP 57075535A JP 7553582 A JP7553582 A JP 7553582A JP S5830219 A JPS5830219 A JP S5830219A
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signals
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ペ−タ−・フアリイ
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はディジタル・フィルタ装置を用層て電気信号を
処理するための方法に関する。
帰還結合補償または信号盗聴防止もしくはそれらの任意
の組合せの意味として理解されたい。
ディジタル・フィルタ装置での信号の処理は時間離散的
に行なわれる。
時間離散的な線形ろ過は、時間領域、において、フィル
タ入力インパルス列ｕ（ｋ）のフィルタのイン、ａルス
応答列ｈ（ｋ）での離散的なたたみ込み、即ち次式 ％式％（１） により記述可能↑あり、また周波数領域では、入カスベ
クトルＵ（Ω）の伝達関数Ｈ（Ω）でのかけ算もしくは
乗算、即ち次式 ％式％）（２） により記述可能であり、上式中、周波数スカラーは標本
化周波数飄に対して標準化される（Ω−２π・ｆ／ｆＡ
）。
信号に加算性の妨害が重畳されている場合には、信号の
改善が要求される。この種の妨害は可聴周波数の背景雑
音または伝送チャンネルにおける電気的妨害により惹起
され得る。雑音が弱い定常性のもの′１１％あると仮定
した場合にＧ−よ、連続的に行なわれるパラメータ識別
によって、定常期間即ち通話休止期間したがって妨害の
パラメータを知ることができる。このようにして得られ
た・ξラメータを用いて、残留誤差を成る基準に照して
最小にする最適形フィルタのフィルタ係数を計算する（
米国特許第４０２５７２１号明細書参照）。別の時間領
域ろ過方法として、信号改善の目的で、適応形ディジタ
ル・トランス／々−サル・フィルタを用層て、フィルタ
係数を勾配アルゴリズム（０ｒａｄｉｅｎｔｅｎａｌ、
ｇｏｒｊ、ｔｈｍｕｓ）に従がって設定し、このように
して形成された有効信号が元信号の可能な限り良好な再
現を表わすようにすることが西独特許公報２７４９１３
２から知られてｂる。信号改善の別の方法として開ゆる
スにクトル減算がある。この方法では、ヌ被りトル変換
ＦＦＴ　（高速フーリエ変換）を用いて、妨害を受けて
ｂる信号の短時間スペクトルが、大きさくもしくは電力
）および位相に従がって求められる。大きさく電力）の
スペクトルは、本質的に、妨害の評価された大きさく電
力）のスペクトルを減算することによシ補正される。次
いで妨害を受けた信号の位相が付与されて、逆高速フー
ＩＪ　工変換即ち逆ＦＦＴが行なわれる。この公知の方
法は例えば、ＩＥＥＥ−Ｔｒａ−ｎｓａｃｔｌｏｎｓ　
、　Ｂｄ　、　ＡＳＳＰ　−２２＋　１９７８　＋頁４
７１−４７２もしくは、Ｂｄ　、　ＡＳＳＰ　−２７、
頁１１３−１２０に掲載の論文から知ることができる。
エコー補償および帰還結合補償と言う問題、例えば電話
伝送〒生ずる４線式終端装置での反射により生ずる妨害
性のエコーは、適応形フィルタを用いて補償することが
できる。謂ゆる特殊送受話装置と関連して帰還結合を抑
圧するために、適応形フィルタを挿入することができる
。
信号の不当な聴取ないし盗聴の防止（本明細書たんに盗
聴防止とも称する）のため信号スペクトルを複数の周波
数帯域に分割し、これら周波数帯域を互いに置換および
／または周波数に関して反転位置にすることができる。
このようにすれば、伝送チャンネルは、不法な聴取に対
して保護される。（例えば西独特許公報第１２７３００
２号明細書参照）。
本発明の課題は、構成手段に要する費用を低減して、上
述のようないろいろな信号処理を任意の組み合せフ選択
することができるディジタル・フィルタ装置を提供する
ことにある。
上の課題は、本発明によれば、１つもしくは複数の入力
信号をデシメイション技術によりスペクトル部分信号に
分割し、該スペクトル部分信号を処理して補間法により
出力信号に合成し、そしてディジタル・フィルタ装置を
選択的にかつ任意の組合せで、１つまたは複数の入力信
号のろ過、信号改善、エコー補償および信号盗聴防止に
用いることにより解決される。
本発明によれば、周知の方法と比較して、動作機能が著
しく改善されると共に、構成要素に要する費用の大きな
低減が達成可能ｆある。
本発明は、以下の添付図面を参照しての実施例に関する
詳細な説明から明瞭に理解されよう。
第１図に示したディジタル・フィルタ装置は、入力信号
Ｕを複素値の低域通過信号の形態にあるスペクトル部分
信号Ｖ、に分割する装置ｌを備えている。なお接尾辞ν
もはチャンネル・パラメータを表わす。例えば■２スペ
クトル部分信号はν番目のチャンネルの部分信号である
ことを意味する。このスペクトル部分信号■１はそれぞ
れ装置２において処理される。装置２における処理によ
り入力信号Ｕはそれぞれ使用目的に応じてろ過および信
号改善またはエコーおよび帰還結合補償または信号遮蔽
もしくはそれら任意の組合わせが達成され得るように処
理される。この場合、有利なことには、使用目的が異な
って層るにもかかわらず、このディジタル・フィルタ装
置の構造を変えることなくそのまま維持できることが判
った。装置２の出力信号町は装置３において、出力信号
Ｓに合成され、この出力信号、は使用目的に従って例え
ばろ過されている。
入力信号Ｕのろ過および信号改善の目的で、例えば音声
信号Ｓとそれに加法的に重畳された妨害信号ｎからなる
入力信号Ｕはフィルタ・・ミンク（装置１）を用いて周
波数帯域に分割される。このフィルタ・・ミンクの好ま
しい実施例は、例えばｌ　Ｓｊ、ｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅ
ｓｓｉｎｇ　ｊ第２巻（１９８０）５５ないし６５ペー
ジから公知である。このフィルタ・・ミンクは、ＦＦＴ
プロセッサ１２に接続されている謂ゆる多相回路網１１
から構成されている。この種の装置１の動作態様は一定
の帯域幅を有するＭ個の等間隔チャンネルで表現するこ
とかできる。装置１の出力側の各出力端には、低域通過
位置への変換および同時に行なわ　　　　゛れろクロッ
ク減少での直角位相帯域通過ろ過により複素値の低域通
過信号■１が発生する。このクロック減少、即ち入力信
号Ｕに対する標本化周波数のデシメイションは、ディジ
タル・フィルタ装置の入力側に設けられた回転スイッチ
もしくはロータリ・スイッチ１３によって表わされてい
る。この目的で、実施に当っては入力記憶装置を設ける
ことができる。このようにして、有利な仕方で、理論的
に最小のクロック周波数でフィルタ装置を駆動すること
ができ、しかも計算機費用を低減することができる。
多相回路網１１は、スペクトル部分信号Ｖ、の数Ｍに対
応して、フィルタ係数が調節可能である一連の分割フィ
ルタ１４を備えている。分割フィルタ１４の係数の選択
は、イン・ξルス応答列ｈＴＰを有する巡回形または非
巡回形の標準低域通過フィルタの係数の選択により実現
可能である。標準低域通過フィルタの周波数特性により
、スペクトル分解能が定まる。多相回路網１１０分割フ
ィルタ１４の出力信号ｖ１１（ろ過された部分信号Ｖ、
　）は次式によって記述することができる。
ｖ、（ρ−Ｍ）＝ΣＵ（ρ・Ｍ−１・Ｍ十μ）・ｈＴＰ
（ｌ−Ｍ−μ）　　（３）１＝０ 上式（３）から明らかなように、係数Ｍ相当のクロック
減少（デシメイション）に対応した離散した時点に＝ρ
・Ｍ（ρ＝０．１．２、・・・・・・・・・）で演算が
行なわれる。一般に、係数ｒ≠Ｍ相当のクロック減少を
行なうことができる。
ろ過された部分信号ｖ１１は、ＦＦ’Ｉ”プロセッサ１
２内を離散フーリエ変換の計算プロセスを用いて複素値
の低域通過信号ｖｖに変換される。
複素値の低域通過信号Ｖ、に対しては次式が当嵌、る。
ここで離散フーリエ変換は、スペクトル変換の意味を有
するのではなく、時間信号ｖ１１の線形組合わせを形成
するための複素値の計算方式ｔある。式（３）を式（４
ａ）に代入することに上り、複素重み係数の周期性を考
慮した変換後に、次式が得られる。
したがって問題となるのは入力信号υの複素変調（２π
／Ｍ・μのスペクトル偏位）により低域通過ろ過および
クロック減少を記述するための複素値の低域通過信号で
ある。
複素値低域通過信号ｖ１の各々は雑音減少の目的で、適
応性複素値ろ過を受けることができる。特殊な事例にお
いては、このろ過はまたレベル制御として実施すること
が１きる。レベル制御、好ましくは適応性レベル制御に
よれば、各実数部および虚数部を互いに独立に制御する
ことができる。装置２内には、この目的で、例えはチャ
ンネル毎に共通のレベル係数０２を選択可能である装置
２１が設けられる。装置２１の複素値出力信号Ｗ、に対
しては次式が当て嵌まる。
Ｗ、（ρ）＝Ｃ，（ρ）−ｖｖ（ρ）（５）ここｔレベ
ル係数Ｃ，は次式ｆ与えられる。
スペクトル部分信号Ｖ２は、次式（８）に従って信号成
分Ｓ、および妨害成分Ｎｌ、から合成されている。
Ｖ、＝３．＋Ｎ、　　　　　　　　　　　　　（８）Ｅ
ｌおよびＥ２は短時間電力の意味を有する短時間予測値
ｔある。これら短時間予測値Ｅ１　およびＥ２は、例え
ばすベシ平均値形成（場合により異なった窓長さを有す
る矩形窓により）あるいはまた次式（指数窓）に従って
形成される。
ｇ、（ｘ）＝Ｇ、（ρ）＝（＋−α、）＠Ｃｒ、（ｐ−
１）＋Ｃｔ、−Ｘ；Ｏ＜α、＜ｌ　（９）重み付けのた
めに定数α、（ｌ＝０．１．２）が用いられる。複素値
低域ろ過信号ｖｖが一定であって、異なった重み付けに
より線形のろ過作用が得られる。
妨害信号Ｎ、の短時間電力は音声休止期間内に計算され
、その場合平均値発生の時定数は音声休止検出器によっ
て制御される。
定数α、もしくは窓長は、定常的妨害を前提とした場合
、例えば次のようにして選択することがｔきる。即ち各
チャンネルにおいて、複素値出力信号Ｗ、／の短時間電
力を、レベル制御後に、妨害を受けて−いない信号成分
Ｓ、の短時間電力と一致させるのである。
得られた複素値信号町から、多相回路網３４に接続され
ているＦＥＴプロセッサ３１−？’の逆演算および逆多
相ろ過によシ出力信合。が合成される。この場合用いら
れるいわゆる補間法によって、標本値のクロック周波数
は再び入力信号Ｕに対する元のクロック周波数に増加さ
れる。
ディジタル・フィルタ装置の出力側におけるこのクロッ
ク増加は第１図に示す回路において、スイッチ３３を用
いての変換フ実現される。逆演算に対しては次式が当て
嵌まる。
ｘλ（ρ・Ｍ）−ΣＷλ（（ρ−１）・Ｍ）・ｈＴＰ（
１・Ｍ＋λ）１（１１） 全（ρ・Ｍ十λ）＝Ｘλ（ρ・Ｍ　）　　　　　　　　
　　　　　　　（１２）スペクトル減算方法に比較して
、ここに開示したディジタル・フィルタ装置に要する演
算要素ならびに実現費用は少なくて済む。隣接のチャン
ネルは、標準低域通過・ξルス応答ｈＴＰを適当に選択
することによシ互いに分離される。短いブロック長（例
えば、Ｍ＝３２）および最小位相ろ過によシ短い遅延時
間を達成することが１きる。
スペクトル部分信号■２は実数部および虚数部に分離可
能−ｒ％あるの１、例えば適応性レベル制御を別々に実
数部および虚数部に対して用いることが可能である。分
割フィルタ１４および３２としては、巡回形および非巡
回形の標準フィルタを用いることができる。不発明の方
法によれば、少ないチャンネル数Ｍで音声信号の歪みを
最小にして非常に効果的な雑音減少が達成される。
第２図は、妨害ｎと相関している基準信号ｒが利用可能
ｔある場合のディジタル・フィルタの別の実施例を示す
。（機能的に第１図に示した装置１に対応する）別の装
置４において、本例の場合基準信号ｒである入力信号は
、デシメイション技術によりスペクトル部分信号Ｒ，に
分割される。各チャンネルにおける実数値の適合形し４
ル制御の特殊事例では、例えば共通のレベル係数もしく
は因子Ｃ，は次式によって求めることができる。
平均２乗伝達関数Ｉ　Ｈ，＋２は、音声休止期間におい
て妨害信号Ｎ、　（式（８）参照）および基準信号Ｒ，
の短時間電力の商から求められる。
公知の方法と比較しての重要な差異は、雑音の定常性ま
たは弱い定常性が、音声信号の最小限度の歪み〒、非常
に効果的な雑音減少を実現するだめの前提条件とはなっ
ていない点である。
第３図には、エコーおよび帰還結合補償のために本発明
によるディジタル・フィルタ装置を挿入した例が示され
ている。マイクロホン５において音声信号Ｓには音声エ
コー信号１が加法的に重畳される。マイクロホン信号（
Ｓ＋τ）からディジタル・フィルタ装置において有効信
号、が形成される。その場合次のような方法段階がとら
れる。即ちデシメイション技術によるマイクロホン信号
のスペクトル部分信号への分割、これらスペクトル部分
信号の例えば実数値適応性レベル制御による処理および
補間技術を用いてのこれらスペクトル部分信号の合成↑
ある。
第２図の場合と類似の仕方ｆ、適応性実数値しにル係数
もしくは因子を導出するために、本例の場合には拡声器
信号ｇと同一である基準信号が用いられる。音声休止期
間においてはＶ、−ｄである。何故ならばＳ＝ＯでＵ＝
Ｉであるかν らである。スペクトル部分信号）およびＧ、の短時間電
力の測定により、次式で表わされる平均２乗伝達関数を
求めることができる。
通話開始前に、例えばホワイト・ノイズまたは多周波信
号である試験信号を拡声器信号ｇの代りに用いて測定に
供することも可能である。
第４図は、信号盗聴防止のために本発明によるディジタ
ル・フィルタ装置を用いた例を示す。
音声信号の非了解化伝送用として（盗聴防止手段を施し
ての伝送のため）音声周波数帯域を複数の同じ幅の部分
帯域に分割して、これら部分帯域を互いに置換するよう
にした装置（例えば西独特許第１２７３００２号明細書
参照）が知られている。部分帯域を置換するためには、
例えば帯域切換方法を用いることがフきる。この場合、
置換回路は、それぞれ固定の搬送周波数が割り当てられ
ている２ｎ個の変調器からのｎ個の変調器の選択を行な
う。
第４図に示したディジタル・フィルタ装置で、周波数帯
域の入れ替えおよび／または反転により信号の盗聴防止
ないし非了解化を達成することができる。
装置１の複素値低域通過信号■２は先ず例えば第１図を
参照して述べたように雑音減少の目的を装置２に供給さ
れる。装置２の出力に現われる複素値時間信号Ｗ、はそ
の周波数に関して累増されて現われる。ν番目の帯域の
反転は、信号町およびＷＭ−ッの置換またはＷｖおよび
ＷＭ−ｖの虚数部の記号反転によって行なわれる。
帯域置換は、νＮμの場合にＷ、をＷ７で置換しかつｗ
Ｍ−７をＷＭ−□フ置換することにより達成することが
できる。第４図には、複素値時間信号Ｗ、のＷ２による
置換およびＷ３の反転が示されている。最後に、雑音減
少は選択的に信号盗聴防止前または後に行なうことがで
きる点を述べておく。
第５図は、ディジタル・フィルタ装置を用いての信号盗
聴防止もしくは秘話化の別の実施例を示す。複素値時間
信号Ｗ、の処理および相関は、ベクトルで表わされる。
これによれば、方法ステップＦＦＴ　（高速フーリエ変
換）、処理、相関および逆ＦＦＴを１つのマトリックス
乗算に綜合することが可能となる。ろ過された部分信号
■い■１、・・・・・・”Ｍ　Ｉ　ヘルトル成分ｔある
ベクトル又はマトリック６での乗算により直接、次式に
従って、成分Ｗ。、Ｗｌ・・・・・ＷＭ−１を有するベ
クトルＷに変換される。
ｗ　：　Ａ　、　Ｖ　　　　　　　　　　　　　（１５
）いろいろな種類の信号処理、例えばろ過（基準を用い
ての、あるいは用いないので）信号の改善、エコーもし
くは帰還結合補償は、第３図および第４図に示したディ
ジタル・フィルタ装置を用いて同時にまたは任意の組合
せ↑実現することかできる。
例えば第３図に示した回路で、帰還結合補償および信号
改善を同時に行なおうとする場合には、ｇおよびｉを最
初に加算して、次いで装置３に供給することができるし
、あるいはまた複数の互いに別々の装置４を設けること
も↑きる。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明によるディジタル・フィルタ装置のブ
ロックダイヤグラムを表わす図、第２図は追加の基準信
号を用いたディジタル・フィルタ装置の別の実施例を示
すブロックダイヤグラムを表わす図、第３図は特殊送受
話装置におけるエコーおよび帰還結合補償の目的でディ
ジタル・フィルタ装置を使用する場合の原理を示す回路
図、第４図は音声もしくは通話盗聴防止のために使用し
た本発明によるフィルタ装置の１実施例を示す回路略図
、第５図は第４図のディジタル・フィルタ装置の別の実
施例を示す回路略図である。 ｌ・・・スペクトル分割装置、５・・・マイクロホン、
６・・・マトリックス、１２．３１・・・ＦＦＴプロセ
ッサ、３３・・・スイッチ、１１．３４・・多相回路網
、１４．３２・・分割フィルタ、２・・信号処理回路、
３・・・合成回路 手続補正書（方式） 昭和５７年９　月２７　日 特許庁長官殿 １・　事件の表示　昭和５７年特許願第７５５３５号Ｚ
発明の名称 ディジタル・フィルタ装置を用いて電気信号を処理する
方法 ３、補正をする者 事件との関係　特許出願人 ４、複代理人 ５、補正命令の日付 昭和５７年　８月３１日　　（発送日）６、補正の対象 別紙の通り　　　　　　　　　・吊馳゛二２′えばチャ
ンネル毎に共通のレベル係数Ｃｖを選択可能である装置
２１が設けられる。装置２１の複素値出力信号Ｗ、に対
しては次式が当て嵌まる。 ｗ、（ρ）−Ｃ１，（ρ）・■バρ）（５）ここでレベ
ル係数０２は次式で与えられる。 スペクトル部分信号Ｖ、は、−次式（８）に従って信号
成分Ｓ、および妨害成分Ｎ、から合成されている。 ｖ　＝　８１十Ｎ、、　　　　　　　　　（８）ν Ｅ工およびＥμ短時間電力の意味を有する短時間予測値
である。これら短時間予測値Ｅ工およびＥ２は、例えば
すベシ平均値形成（場合により異なった窓長さを有する
矩形惣により）あるいはまた次式（指数窓　）に従って
形成される。 制御を別々に実数部および虚数部に対して用いることが
可能である。分割フィルタ１４および３２としては、巡
回形および非巡回形の標準フィルタを用いることができ
る。本発明の方法によれば、少ないチャンネル数Ｍで音
声信号の歪みを最小にして非常に効果的な雑音減少が達
成される。 第２図は、妨害ｎと相関している基準信号ｒが利用可能
である場合のディジタル・フィルタの別の実施例を示す
。（機能的に第１図に示した装置１に対応する）別の装
置ヰにおいて、本例の場合基準信号ｒである入力信号は
、デシメイション技術によりスペクトル部分信号Ｒ，に
分割される。各チー？ｎルにおける実数値の適合形レベ
ル制御の特殊事例では、例えば共通のレベル係数もしく
は因子Ｃ１は次式によって求めることができる。 第２図の場合と類似の仕方で、適応性実数値レベル係数
もしくは因子を導出するために、本例の場合には拡声器
信号ｇと同一である基準信号が用いられる。音声休止期
間においてはＶｖ＝Ｇ、である。何故ならば８−Ｏでｕ
　＝　ｇであるからである。スペクトル部分信号Ｇ２お
よびＧ、、の短時間電力の測定によシ、次式で表わされ
る平均２乗伝達関数を求めることができる。 通話開始前に、例えばホワイト・ノイズまたは多周波信
号である試験信号を拡声器信号ｇの代りに用いて測定に
供することも可能である。 “第４図は、信号盗聴防止のために本発明によるディジ
タル・フィルタ装置を用いた例を示す。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １、　ディジタル・フィルタ装置を用いて電気信号を処
    理する方法において、１つもしくは複数の入力信号（ｕ
    ）をデシメイション技術によシスベクトル部分信号（Ｖ
    、）に分割し、該スペクトル部分信号（Ｖ、）を処理し
    て補間法により出力信号（企）に合成し、そしてディ信
    号改善、エコー補償および信号盗聴防止（非了解化）に
    用いることを特徴とするディジタル・フィルタ装置を用
    いて電気信号を処理する方法。 ２、　入力信号（ｕ）をスペクトル部分信号（■１）に
    分割するために、−該入力信号を多相回路網（１１）に
    供給し、そしてその出力信号（■７）を離散的フーリエ
    変換（１２）にかける特許請求の範囲第１項記載のディ
    ジタル・フィルタ装置を用いて電気信号を処理する方法
    。 ３、　スペクトル部分信号（■１）を実数部および虚数
    部に分離する特許請求の範囲第１項または第２項記載の
    ディジタル・フィルタ装置を用いて電気信号を処理する
    方法。 ４、スペクトル部分信号（Ｖ、）を、適応性レベル制御
    またはろ過または補償により処理する特許請求の範囲第
    １項ないし第３項のいずれかに記載のディジタル・フィ
    ルタ装置を用いて電気信号を処理する方法。 ５、　複数の入力信号（、）の適応性ろ過を、適応性レ
    ベル制御のためにスペクトル分割信号（Ｖ、）の短時間
    予測値を使用することにより行なう特許請求の範囲第１
    項または第４項記載の、ディジタル・フィルタ装置を用
    いて電気信号を処理する方法。 ６．１つまたは複数の入力信号（ｕ）を、短時間予測値
    の形成のための基準信号（ｒ、ｇ）としてのみ使用され
    る特許請求の範囲第１１項または第５項記載のディジタ
    ル・フィルタ装置を用いて電気信号を処理する方法。 ７、　通話盗聴防止の目的で、スペクトル部分信号（Ｖ
    、）の帯域置換および／または反転を行なう特許請求の
    範囲第１項記載のディジタル・フィルタ装置を用いて電
    気信号を処理する方法。 ８、　スペクトル部分信号（■２）の周波数反転のため
    に、互いに共役である複素部分信号を互いに置換するか
    、またはその虚数部の記号反転を行なう特許請求の範囲
    第１項または第２項記載のディジタル・フィルタ装置ヲ
    用込テ電気信号を処理する方法。 ９、　処理された部分信号（Ｗ２）を同時補間で出力信
    号（８）に合成し、その場合該部分信号を離散的逆フー
    リエ変換して逆多相回路網（３４）に供給する特許請求
    の範囲第１項記載のディジタル・フィルタ装置を用−て
    電気信号を処理する方法。 １０　　フーリエ変換（１２）、処理（２）、帯域置換
    、反転および逆フーリエ変換のステップを、マトリック
    ス（６）を用いての多相回路網（３４）の出力信号の４
    クトル（ｙ）の乗算により代替する特許請求の範囲第１
    項記載のディジタル・フィルタ装置を用すて電気信号を
    処理する方法。
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