JPH0563745A - クロツク抽出回路 - Google Patents
クロツク抽出回路Info
- Publication number
- JPH0563745A JPH0563745A JP3250401A JP25040191A JPH0563745A JP H0563745 A JPH0563745 A JP H0563745A JP 3250401 A JP3250401 A JP 3250401A JP 25040191 A JP25040191 A JP 25040191A JP H0563745 A JPH0563745 A JP H0563745A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- clock extraction
- time slot
- extraction circuit
- delay
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＭＳＫ又はＧＭＳＫ復調器のクロック抽出回
路において，従来抽出が困難であった１，０交番符号の
連続受信時においても安定してクロック信号が抽出でき
るクロック抽出回路を提供することを目的としている。 【構成】 復調ベースバンド信号の同相成分信号と直交
成分信号を各々データ伝送速度の一タイムスロット時間
遅延させる手段と，当該一タイムスロット遅延後の一方
の信号と遅延前の他方の信号とを各々乗算する手段と，
上記乗算手段の出力を加算する手段とを備えた構成であ
る。
路において，従来抽出が困難であった１，０交番符号の
連続受信時においても安定してクロック信号が抽出でき
るクロック抽出回路を提供することを目的としている。 【構成】 復調ベースバンド信号の同相成分信号と直交
成分信号を各々データ伝送速度の一タイムスロット時間
遅延させる手段と，当該一タイムスロット遅延後の一方
の信号と遅延前の他方の信号とを各々乗算する手段と，
上記乗算手段の出力を加算する手段とを備えた構成であ
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はＭＳＫ又はＧＭＳＫ復調
器のクロック抽出回路の改良に関するものである。
器のクロック抽出回路の改良に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来技術の一例を図２を用いて説明す
る。一般に，ＭＳＫ又はＧＭＳＫ変調波信号は次の
（１）式で与えられる。
る。一般に，ＭＳＫ又はＧＭＳＫ変調波信号は次の
（１）式で与えられる。
【０００３】 Ｓ（ｔ）＝ａ ｃｏｓ｛ωcｔ＋φ(ｔ)｝‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥（１） ここで，ωcは搬送波角周波数 φ(ｔ）は入力信号系列に対する位相変化量瞬時値
【０００４】図２において，受信した変調波は入力端２
０に印加され，復調部１にて同相成分信号２１（Ｉ
（ｔ）＝ｂ ｃｏｓφ(ｔ)）及び直交成分信号２２（Ｑ
（ｔ）＝ｂ ｓｉｎφ(ｔ)）なる二つのベースバンド信
号に復調される。この復調ベースバンド信号の二成分信
号は乗算器７にて掛け合され，クロック抽出用信号とし
て出力端２３より出力される。上記クロック抽出用信号
は次の（２）式で示すように，入力信号系列に対する位
相変化量瞬時値の二倍の周波数成分を含んでいる。
０に印加され，復調部１にて同相成分信号２１（Ｉ
（ｔ）＝ｂ ｃｏｓφ(ｔ)）及び直交成分信号２２（Ｑ
（ｔ）＝ｂ ｓｉｎφ(ｔ)）なる二つのベースバンド信
号に復調される。この復調ベースバンド信号の二成分信
号は乗算器７にて掛け合され，クロック抽出用信号とし
て出力端２３より出力される。上記クロック抽出用信号
は次の（２）式で示すように，入力信号系列に対する位
相変化量瞬時値の二倍の周波数成分を含んでいる。
【０００５】 Ｃ（ｔ）＝ｂ ｃｏｓφ(ｔ)・ｂ ｓｉｎφ(ｔ) ＝１／２ｂ2｛ｓｉｎ２φ(ｔ)−ｃｏｓ０｝ ＝１／２ｂ2ｓｉｎ２φ(ｔ）‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥（２）
【０００６】受信タイミングの再生を行うためには，上
記（２）式に示すクロック抽出用信号Ｃ（ｔ）で抽出し
たクロックの周波数成分をさらに狭帯域のバンドパスフ
ィルタに入力したり，符号反転を検出したりして受信ク
ロック信号の再生を行う。図３に，従来のクロック抽出
用信号の一例として，ＢbＴ＝０.２５のＧＭＳＫ変調に
おける従来のアイパターン波形図を示す。図において，
１，０の交番符号が連続する場合，実線２５の様にアイ
が著しく劣化し，クロック抽出用信号の振幅が極めて小
さくなる。
記（２）式に示すクロック抽出用信号Ｃ（ｔ）で抽出し
たクロックの周波数成分をさらに狭帯域のバンドパスフ
ィルタに入力したり，符号反転を検出したりして受信ク
ロック信号の再生を行う。図３に，従来のクロック抽出
用信号の一例として，ＢbＴ＝０.２５のＧＭＳＫ変調に
おける従来のアイパターン波形図を示す。図において，
１，０の交番符号が連続する場合，実線２５の様にアイ
が著しく劣化し，クロック抽出用信号の振幅が極めて小
さくなる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上記の従来技術におい
て，１，０の交番符号が連続した場合における復調ベー
スバンド信号Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ）及びクロック抽出用信
号の波形を図７及び図８に示す。図７はＭＳＫ復調時，
図８はＧＭＳＫ復調時における上記信号波形を示してい
る。
て，１，０の交番符号が連続した場合における復調ベー
スバンド信号Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ）及びクロック抽出用信
号の波形を図７及び図８に示す。図７はＭＳＫ復調時，
図８はＧＭＳＫ復調時における上記信号波形を示してい
る。
【０００８】従来技術においては，ＭＳＫ及びＧＭＳＫ
共，復調ベースバンド信号の二成分信号Ｉ（ｔ）とＱ
（ｔ）の乗算出力によりクロック抽出用信号を得ている
が，図７及び図８に示すとおり１，０の交番符号が連続
した場合，振幅の変化が逆方向となる信号の乗算となる
ため，乗算出力のクロック抽出用信号の振幅が小さくな
る欠点を有している。
共，復調ベースバンド信号の二成分信号Ｉ（ｔ）とＱ
（ｔ）の乗算出力によりクロック抽出用信号を得ている
が，図７及び図８に示すとおり１，０の交番符号が連続
した場合，振幅の変化が逆方向となる信号の乗算となる
ため，乗算出力のクロック抽出用信号の振幅が小さくな
る欠点を有している。
【０００９】また，特にＧＭＳＫにおいては送信側の帯
域制限用のガウスフィルタの影響により，データ極性の
変化点における位相変化が緩やかになるため，図８に示
すように復調ベースバンド信号において歪が発生し，本
来２Ｔおきに生ずべき復調ベースバンドのゼロクロス点
で直流成分を有するため，結果として出力のクロック抽
出用信号の振幅が著しく小さくなる欠点を有していた。
域制限用のガウスフィルタの影響により，データ極性の
変化点における位相変化が緩やかになるため，図８に示
すように復調ベースバンド信号において歪が発生し，本
来２Ｔおきに生ずべき復調ベースバンドのゼロクロス点
で直流成分を有するため，結果として出力のクロック抽
出用信号の振幅が著しく小さくなる欠点を有していた。
【００１０】したがって，受信機の立上げや内部パラメ
ータの設定のために用いられるプリアンブル信号として
１，０の交番符号を使う場合や，データの受信中で１，
０の交番符号が長く続くような場合，クロック抽出用信
号は振幅が極めて小さい信号となるため，クロック抽出
が困難になるという大きな欠点があった。この結果，受
信機が立ち上がらなくなったり，受信中に同期はずれが
生じ誤り率が増大するといった問題を生じていた。
ータの設定のために用いられるプリアンブル信号として
１，０の交番符号を使う場合や，データの受信中で１，
０の交番符号が長く続くような場合，クロック抽出用信
号は振幅が極めて小さい信号となるため，クロック抽出
が困難になるという大きな欠点があった。この結果，受
信機が立ち上がらなくなったり，受信中に同期はずれが
生じ誤り率が増大するといった問題を生じていた。
【００１１】本発明は上記の問題点を解決するためにな
されたもので，１，０交番符号を連続して受信した場合
においても安定してクロック信号が抽出できるクロック
抽出回路を提供することを目的としている。
されたもので，１，０交番符号を連続して受信した場合
においても安定してクロック信号が抽出できるクロック
抽出回路を提供することを目的としている。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するために図１に示すように，復調ベースバンド信号
の同相成分信号２１（Ｉ（ｔ）＝ｂ ｃｏｓφ(ｔ））及
び直交成分信号２２（Ｑ（ｔ）＝ｂ ｓｉｎφ(ｔ））を
一タイムスロット時間のＴ時間遅らせる遅延回路２，３
と，上記復調ベースバンド信号の一タイムスロット遅延
後の一方の信号と他方の信号とを各々乗算する乗算器
４，５と，この乗算器４，５の出力を加算する加算器６
を設け，一タイムスロット時間内における位相変化量を
取り出すようにしたものである。
成するために図１に示すように，復調ベースバンド信号
の同相成分信号２１（Ｉ（ｔ）＝ｂ ｃｏｓφ(ｔ））及
び直交成分信号２２（Ｑ（ｔ）＝ｂ ｓｉｎφ(ｔ））を
一タイムスロット時間のＴ時間遅らせる遅延回路２，３
と，上記復調ベースバンド信号の一タイムスロット遅延
後の一方の信号と他方の信号とを各々乗算する乗算器
４，５と，この乗算器４，５の出力を加算する加算器６
を設け，一タイムスロット時間内における位相変化量を
取り出すようにしたものである。
【００１３】
【作用】その結果，後述するように一タイムスロット異
なる復調ベースバンド信号の二成分信号は信号の振幅変
化方向が同方向となるため，この二信号の乗算出力にお
いては，振幅劣化のない信号が抽出できる。更にこの乗
算出力を加算器により，信号の振幅変化が大きくなる方
向に加算するため，結果としてクロック抽出用信号の振
幅が著しく大きくなり，安定してクロック信号を抽出す
ることができる。
なる復調ベースバンド信号の二成分信号は信号の振幅変
化方向が同方向となるため，この二信号の乗算出力にお
いては，振幅劣化のない信号が抽出できる。更にこの乗
算出力を加算器により，信号の振幅変化が大きくなる方
向に加算するため，結果としてクロック抽出用信号の振
幅が著しく大きくなり，安定してクロック信号を抽出す
ることができる。
【００１４】
【実施例】以下，この発明の一実施例を図５により説明
する。復調ベースバンド信号の同相成分信号２１（Ｉ
（ｔ）＝ｂ ｃｏｓφ(ｔ））及び直交成分信号２２（Ｑ
（ｔ）＝ｂ ｓｉｎφ(ｔ））は遅延線８，９により一タ
イムスロット時間Ｔ遅らせられ，それぞれＩ（ｔ−Ｔ）
＝ｂ ｃｏｓφ(ｔ−Ｔ），Ｑ（ｔ−Ｔ）＝ｂ ｓｉｎφ
(ｔ−Ｔ）なる信号となる。
する。復調ベースバンド信号の同相成分信号２１（Ｉ
（ｔ）＝ｂ ｃｏｓφ(ｔ））及び直交成分信号２２（Ｑ
（ｔ）＝ｂ ｓｉｎφ(ｔ））は遅延線８，９により一タ
イムスロット時間Ｔ遅らせられ，それぞれＩ（ｔ−Ｔ）
＝ｂ ｃｏｓφ(ｔ−Ｔ），Ｑ（ｔ−Ｔ）＝ｂ ｓｉｎφ
(ｔ−Ｔ）なる信号となる。
【００１５】この一タイムスロット時間遅延後の直交成
分信号Ｑ（ｔ−Ｔ）＝ｂ ｓｉｎφ(ｔ−Ｔ）と遅延前の
同相成分信号Ｉ（ｔ）＝ｂ ｃｏｓφ(ｔ），並びに一タ
イムスロット時間遅延後の同相成分信号Ｉ（ｔ−Ｔ）＝
ｂ ｃｏｓφ(ｔ−Ｔ）と遅延前の直交成分信号Ｑ（ｔ）
＝ｂ ｓｉｎφ(ｔ）とを乗算器１０，１１により各々か
け合せ，ｂ2ｃｏｓφ(ｔ）・ｓｉｎφ(ｔ−Ｔ），及び
ｂ2ｓｉｎφ(ｔ）・ｃｏｓφ(ｔ−Ｔ）なる信号を得
る。上記乗算器１０，１１の出力信号を加算器１２にて
加算することにより，次の（３）式に示すクロック抽出
用信号Ｃ（ｔ）が得られる。
分信号Ｑ（ｔ−Ｔ）＝ｂ ｓｉｎφ(ｔ−Ｔ）と遅延前の
同相成分信号Ｉ（ｔ）＝ｂ ｃｏｓφ(ｔ），並びに一タ
イムスロット時間遅延後の同相成分信号Ｉ（ｔ−Ｔ）＝
ｂ ｃｏｓφ(ｔ−Ｔ）と遅延前の直交成分信号Ｑ（ｔ）
＝ｂ ｓｉｎφ(ｔ）とを乗算器１０，１１により各々か
け合せ，ｂ2ｃｏｓφ(ｔ）・ｓｉｎφ(ｔ−Ｔ），及び
ｂ2ｓｉｎφ(ｔ）・ｃｏｓφ(ｔ−Ｔ）なる信号を得
る。上記乗算器１０，１１の出力信号を加算器１２にて
加算することにより，次の（３）式に示すクロック抽出
用信号Ｃ（ｔ）が得られる。
【００１６】 Ｃ（ｔ）＝−ｂ2ｃｏｓφ(ｔ）・ｓｉｎφ(ｔ−Ｔ） ＋ｂ2ｓｉｎφ(ｔ）・ｃｏｓφ(ｔ−Ｔ） ＝ｂ2ｓｉｎ｛φ(ｔ）−φ(ｔ−Ｔ)｝‥‥‥‥‥‥‥‥‥（３）
【００１７】図４に，本発明によるクロック抽出用信号
の一例として，ＢbＴ積＝０.２５のＧＭＳＫ変調時にお
けるアイパターン波形図を示す。図において，１，０交
番符号連続受信時も実線２６に示すように従来と比べて
アイパターンの振幅が大となり，クロック信号が抽出し
やすく改善されていることがわかる。
の一例として，ＢbＴ積＝０.２５のＧＭＳＫ変調時にお
けるアイパターン波形図を示す。図において，１，０交
番符号連続受信時も実線２６に示すように従来と比べて
アイパターンの振幅が大となり，クロック信号が抽出し
やすく改善されていることがわかる。
【００１８】図９は，本発明による１，０交番符号連続
時におけるＭＳＫ復調ベースバンド信号の乗算出力信号
の波形図である。図中，図９（ａ）は復調ベースバンド
の同相成分信号Ｉ（ｔ）と，一タイムスロット時間Ｔ遅
延させた直行成分信号Ｑ（ｔ−Ｔ）との乗算出力波形を
示し，図９（ｂ）は直行成分信号Ｑ（ｔ）と，一タイム
スロット遅延させた同相成分信号Ｉ（ｔ−Ｔ）との乗算
出力波形を示している。図９から明らかなように，復調
ベースバンド信号の一方の成分信号を一タイムスロット
遅延させることにより，二成分信号の振幅の変化方向が
同方向となるため，乗算出力においても従来の様に振幅
の劣化を生じない。
時におけるＭＳＫ復調ベースバンド信号の乗算出力信号
の波形図である。図中，図９（ａ）は復調ベースバンド
の同相成分信号Ｉ（ｔ）と，一タイムスロット時間Ｔ遅
延させた直行成分信号Ｑ（ｔ−Ｔ）との乗算出力波形を
示し，図９（ｂ）は直行成分信号Ｑ（ｔ）と，一タイム
スロット遅延させた同相成分信号Ｉ（ｔ−Ｔ）との乗算
出力波形を示している。図９から明らかなように，復調
ベースバンド信号の一方の成分信号を一タイムスロット
遅延させることにより，二成分信号の振幅の変化方向が
同方向となるため，乗算出力においても従来の様に振幅
の劣化を生じない。
【００１９】さらに，この図９（ａ）と図９（ｂ）に示
した乗算出力信号を加算器により信号の振幅変化が大き
くなる方向に加算されるため，結果として図１０の如
く，著しく振幅の大きいクロック抽出用信号を得ること
ができ，安定してクロック抽出を行うことが可能とな
る。
した乗算出力信号を加算器により信号の振幅変化が大き
くなる方向に加算されるため，結果として図１０の如
く，著しく振幅の大きいクロック抽出用信号を得ること
ができ，安定してクロック抽出を行うことが可能とな
る。
【００２０】図６は本発明の他の実施例である。同相成
分信号Ｉ（ｔ）＝ｂ ｃｏｓφ(ｔ）及び直交成分信号Ｑ
（ｔ）＝ｂ ｓｉｎφ(ｔ）はＡ／Ｄ変換器１３，１４に
てディジタル信号に変換される。この変換されたディジ
タル信号を一タイムスロット時間遅らせる手段としてシ
フトレジスタ１５，１６を設けてある。１７，１８は乗
算器，１９は加算器（減算器）で入力のＢ側のデータか
らＡ側データを減算する。これらの相互動作は信号がア
ナログ信号からディジタル信号に変わっただけで第一の
実施例と同じであり，同様の改善効果を得ることができ
る。
分信号Ｉ（ｔ）＝ｂ ｃｏｓφ(ｔ）及び直交成分信号Ｑ
（ｔ）＝ｂ ｓｉｎφ(ｔ）はＡ／Ｄ変換器１３，１４に
てディジタル信号に変換される。この変換されたディジ
タル信号を一タイムスロット時間遅らせる手段としてシ
フトレジスタ１５，１６を設けてある。１７，１８は乗
算器，１９は加算器（減算器）で入力のＢ側のデータか
らＡ側データを減算する。これらの相互動作は信号がア
ナログ信号からディジタル信号に変わっただけで第一の
実施例と同じであり，同様の改善効果を得ることができ
る。
【００２１】
【発明の効果】以上，述べた如く本発明によれば，１，
０の交番符号が長く続いた場合でも，クロック抽出用信
号出力振幅が著しく大きくなり，アイパターンの振幅劣
化が低減されるため，安定してクロック抽出を行うこと
ができる。この結果，ＭＳＫ又はＧＭＳＫ変調方式の無
線機において，従来有していたクロックずれによる受信
機の立上り不良や受信中の同期はずれの問題を解決で
き，その効果は顕著である。
０の交番符号が長く続いた場合でも，クロック抽出用信
号出力振幅が著しく大きくなり，アイパターンの振幅劣
化が低減されるため，安定してクロック抽出を行うこと
ができる。この結果，ＭＳＫ又はＧＭＳＫ変調方式の無
線機において，従来有していたクロックずれによる受信
機の立上り不良や受信中の同期はずれの問題を解決で
き，その効果は顕著である。
【００２２】また，変調波にキャリアオフセットが有る
場合には，本発明のクロック抽出用信号出力にＤＣオフ
セット成分として現われるだけなので，このＤＣオフセ
ット成分を除去する手段を設ければ，キャリアオフセッ
トによる影響を取り除ける。逆に上記ＤＣオフセット成
分によりキャリアオフセット量を検出することも可能で
ある。したがって，上記の特徴を生かして，ＭＳＫ又は
ＧＭＳＫ同期検波方式のクロック抽出回路に本発明を適
用すれば，キャリアオフセットの影響のない従来より安
定した回路が実現できる。
場合には，本発明のクロック抽出用信号出力にＤＣオフ
セット成分として現われるだけなので，このＤＣオフセ
ット成分を除去する手段を設ければ，キャリアオフセッ
トによる影響を取り除ける。逆に上記ＤＣオフセット成
分によりキャリアオフセット量を検出することも可能で
ある。したがって，上記の特徴を生かして，ＭＳＫ又は
ＧＭＳＫ同期検波方式のクロック抽出回路に本発明を適
用すれば，キャリアオフセットの影響のない従来より安
定した回路が実現できる。
【図１】本発明の全体構成を示すブロック図。
【図２】従来技術の全体構成を示すブロック図。
【図３】クロック抽出用信号の従来例を示すアイパター
ン波形図。
ン波形図。
【図４】本発明によるクロック抽出用信号の一例を示す
アイパターン波形図。
アイパターン波形図。
【図５】本発明の一実施例を示す回路図。
【図６】本発明の他の実施例を示す回路図。
【図７】ＭＳＫ復調のクロック抽出用信号の従来例を示
す波形図。
す波形図。
【図８】ＧＭＳＫ復調のクロック抽出用信号の従来例を
示す波形図。
示す波形図。
【図９】本発明によるＭＳＫ復調ベースバンド信号の乗
算出力の一例を示す波形図。
算出力の一例を示す波形図。
【図１０】本発明によるＭＳＫ及びＧＭＳＫ復調のクロ
ック抽出用信号の一例を示す波形図。
ック抽出用信号の一例を示す波形図。
１ 復調部 ２，３ 遅延回路 ４，５ 乗算器 ６ 加算器 ７ 乗算器 ８，９ 遅延線 １０，１１ 乗算器 １２ 加算器 １３，１４ Ａ／Ｄ変換器 １５，１６ シフトレジスタ １７，１８ 乗算器 １９ 加算器 ２０ 入力端 ２３ 出力端
Claims (2)
- 【請求項１】 ＭＳＫ又はＧＭＳＫ復調器のクロック抽
出回路において，復調ベースバンド信号の同相成分信号
と直交成分信号を各々データ伝送速度の一タイムスロッ
ト時間遅延させる手段と，当該復調ベースバンド信号の
一タイムスロット遅延後の一方の信号と遅延前の他方の
信号とを各々乗算する二つの乗算手段と，当該二つの乗
算手段の出力を加算する手段とを備えたことを特徴とす
るクロック抽出回路。 - 【請求項２】 請求項１記載のクロック抽出回路を備え
たことを特徴とするＭＳＫ又はＧＭＳＫ同期検波方式の
無線機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3250401A JPH0563745A (ja) | 1991-09-03 | 1991-09-03 | クロツク抽出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3250401A JPH0563745A (ja) | 1991-09-03 | 1991-09-03 | クロツク抽出回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0563745A true JPH0563745A (ja) | 1993-03-12 |
Family
ID=17207364
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3250401A Pending JPH0563745A (ja) | 1991-09-03 | 1991-09-03 | クロツク抽出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0563745A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006165907A (ja) * | 2004-12-06 | 2006-06-22 | Furuno Electric Co Ltd | シンボルタイミング発生回路 |
-
1991
- 1991-09-03 JP JP3250401A patent/JPH0563745A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006165907A (ja) * | 2004-12-06 | 2006-06-22 | Furuno Electric Co Ltd | シンボルタイミング発生回路 |
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