JPH0563798A - 呼出信号発生回路 - Google Patents
呼出信号発生回路Info
- Publication number
- JPH0563798A JPH0563798A JP3219918A JP21991891A JPH0563798A JP H0563798 A JPH0563798 A JP H0563798A JP 3219918 A JP3219918 A JP 3219918A JP 21991891 A JP21991891 A JP 21991891A JP H0563798 A JPH0563798 A JP H0563798A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistors
- circuit
- turned
- positive
- transistor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M19/00—Current supply arrangements for telephone systems
- H04M19/02—Current supply arrangements for telephone systems providing ringing current or supervisory tones, e.g. dialling tone or busy tone
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/4807—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode having a high frequency intermediate AC stage
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
- Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Devices For Supply Of Signal Current (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は、スイッチング制御を用いた呼出信
号発生回路に関し、波高率を劣化させることなく、電力
損失を低減することを目的とする。 【構成】 トランス１の一次巻線に接続したトランジス
タ２と、二次巻線に誘起した電圧を正負極性に整流する
整流回路３と、この整流回路３の正負極性の整流出力電
圧を、休止期間をおいて交互にオン，オフする第１，第
２のトランジスタ４，５と、これらの第１，第２のトラ
ンジスタ４，５の出力電圧を加えるコンデンサ６と、休
止期間にオンとしてコンデンサ６の充電電荷を抵抗７に
放電させるスイッチング回路８と、一次側のトランジス
タ２を高周波でオン，オフ制御し、第１，第２のトラン
ジスタ４，５を呼出信号の周波数に従ってオン，オフ制
御し、且つ休止期間にスイッチング回路８をオンとする
制御回路９を備えている。
号発生回路に関し、波高率を劣化させることなく、電力
損失を低減することを目的とする。 【構成】 トランス１の一次巻線に接続したトランジス
タ２と、二次巻線に誘起した電圧を正負極性に整流する
整流回路３と、この整流回路３の正負極性の整流出力電
圧を、休止期間をおいて交互にオン，オフする第１，第
２のトランジスタ４，５と、これらの第１，第２のトラ
ンジスタ４，５の出力電圧を加えるコンデンサ６と、休
止期間にオンとしてコンデンサ６の充電電荷を抵抗７に
放電させるスイッチング回路８と、一次側のトランジス
タ２を高周波でオン，オフ制御し、第１，第２のトラン
ジスタ４，５を呼出信号の周波数に従ってオン，オフ制
御し、且つ休止期間にスイッチング回路８をオンとする
制御回路９を備えている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、スイッチング制御によ
り呼出信号を発生する呼出信号発生回路に関する。交換
機から電話機のベルを鳴動させて呼出しを行う為の呼出
信号は、７５Ｖ，１６Ｈｚの低周波信号を、例えば、１
秒オン，２秒オフとしたものである。この呼出信号を発
生する呼出信号発生回路について、その特性の向上と経
済化とが要望されている。
り呼出信号を発生する呼出信号発生回路に関する。交換
機から電話機のベルを鳴動させて呼出しを行う為の呼出
信号は、７５Ｖ，１６Ｈｚの低周波信号を、例えば、１
秒オン，２秒オフとしたものである。この呼出信号を発
生する呼出信号発生回路について、その特性の向上と経
済化とが要望されている。
【０００２】
【従来の技術】交換機から加入者の電話機に供給される
電圧は４８Ｖが一般的であり、呼出信号は前述のように
周波数が１６Ｈｚでピーク電圧が７５Ｖであるから、こ
の呼出信号を形成する為に、トランスを用いて昇圧する
構成が採用されていた。しかし、１６Ｈｚ程度の低周波
のトランスは大型化するものであるから、高周波を用い
て昇圧する構成が採用されるようになった。例えば、図
４に示す構成を有するもので、４１はトランス、４１ａ
は一次巻線、４１ｂ，４１ｃは二次巻線、４２はトラン
ジスタ、４３はコンデンサ、４４，４５はダイオード、
４６，４７はホトトランジスタ、４８はコンデンサ、４
９は制御回路、５０，５１はホトダイオード、５２はダ
ミー抵抗、５３は出力端子である。
電圧は４８Ｖが一般的であり、呼出信号は前述のように
周波数が１６Ｈｚでピーク電圧が７５Ｖであるから、こ
の呼出信号を形成する為に、トランスを用いて昇圧する
構成が採用されていた。しかし、１６Ｈｚ程度の低周波
のトランスは大型化するものであるから、高周波を用い
て昇圧する構成が採用されるようになった。例えば、図
４に示す構成を有するもので、４１はトランス、４１ａ
は一次巻線、４１ｂ，４１ｃは二次巻線、４２はトラン
ジスタ、４３はコンデンサ、４４，４５はダイオード、
４６，４７はホトトランジスタ、４８はコンデンサ、４
９は制御回路、５０，５１はホトダイオード、５２はダ
ミー抵抗、５３は出力端子である。
【０００３】トランス４１の一次巻線４１ａには、トラ
ンジスタ４２を介して直流電圧が印加されるもので、こ
のトランジスタ４２は制御回路４９により数１０ｋＨｚ
〜数１００ｋＨｚの周波数でオン，オフ制御される。従
って、１６Ｈｚの低周波信号を昇圧する場合に比較して
トランス４１を小型化することができる。そして、オ
ン，オフ制御によりトランス４１の二次巻線４１ｂ，４
１ｃに誘起された数１０ｋＨｚ〜数１００ｋＨｚの周波
数の電圧は、ダイオード４４により正極性の電圧に、ダ
イオード４５により負極性の電圧にそれぞれ整流され、
ホトトランジスタ４６，４７を交互にオン，オフ制御す
ることにより、ホトトランジスタ４６から正極性の電
圧、ホトトランジスタ４７から負極性の電圧がそれぞれ
交互に出力され、出力端子５３から１６Ｈｚの呼出信号
が送出されることになる。
ンジスタ４２を介して直流電圧が印加されるもので、こ
のトランジスタ４２は制御回路４９により数１０ｋＨｚ
〜数１００ｋＨｚの周波数でオン，オフ制御される。従
って、１６Ｈｚの低周波信号を昇圧する場合に比較して
トランス４１を小型化することができる。そして、オ
ン，オフ制御によりトランス４１の二次巻線４１ｂ，４
１ｃに誘起された数１０ｋＨｚ〜数１００ｋＨｚの周波
数の電圧は、ダイオード４４により正極性の電圧に、ダ
イオード４５により負極性の電圧にそれぞれ整流され、
ホトトランジスタ４６，４７を交互にオン，オフ制御す
ることにより、ホトトランジスタ４６から正極性の電
圧、ホトトランジスタ４７から負極性の電圧がそれぞれ
交互に出力され、出力端子５３から１６Ｈｚの呼出信号
が送出されることになる。
【０００４】その場合、ホトトランジスタ４６とホトダ
イオード５０とによりホトカプラーが構成され、ホトト
ランジスタ４７とホトダイオード５１とによりホトカプ
ラーが構成され、ホトダイオード５０，５１は、制御回
路４９により交互に１６Ｈｚの呼出信号の半周期より短
い時間だけ駆動される。それによって、ホトトランジス
タ４６，４７は、それぞれ休止期間をおいて交互にオン
となる。又コンデンサ４８は、二次巻線４１ｂ，４１ｃ
に誘起される数１０ｋＨｚ〜数１００ｋＨｚのスイッチ
ング周波数成分や他の高周波成分を除去する為のもので
あり、ダミー抵抗５２は、コンデンサ４８の放電用の抵
抗となる。
イオード５０とによりホトカプラーが構成され、ホトト
ランジスタ４７とホトダイオード５１とによりホトカプ
ラーが構成され、ホトダイオード５０，５１は、制御回
路４９により交互に１６Ｈｚの呼出信号の半周期より短
い時間だけ駆動される。それによって、ホトトランジス
タ４６，４７は、それぞれ休止期間をおいて交互にオン
となる。又コンデンサ４８は、二次巻線４１ｂ，４１ｃ
に誘起される数１０ｋＨｚ〜数１００ｋＨｚのスイッチ
ング周波数成分や他の高周波成分を除去する為のもので
あり、ダミー抵抗５２は、コンデンサ４８の放電用の抵
抗となる。
【０００５】図５は従来例の動作説明図であり、（ａ）
はホトダイオード５０に供給される電流、（ｂ）はホト
ダイオード５１に供給される電流、（ｃ），（ｄ）は出
力端子５３から送出される呼出信号を示す。ホトダイオ
ード５０，５１には、前述のように制御回路４９から電
流が供給されるものであり、１６Ｈｚの呼出信号の１周
期をＴ１とし、ホトダイオード５０に電流を供給する期
間をＴ２、ホトダイオード５１に電流を供給する期間を
Ｔ４、休止期間をＴ３，Ｔ５とすると、Ｔ１＝Ｔ２＋Ｔ
３＋Ｔ４＋Ｔ５の関係となるようにし、且つＴ２＝Ｔ
４、Ｔ３＝Ｔ５とするものである。その場合、正弦波信
号の波高率（クレスト・ファクタ）＝（波高値）／（実
効値）は、１．４１４であるから、この波高率に近似す
るように、前述の休止期間Ｔ３，Ｔ５が設定される。な
お、実効値は基本波の１周期間の瞬時値の二乗の平均で
あり、又波高値は波形のピーク値である。
はホトダイオード５０に供給される電流、（ｂ）はホト
ダイオード５１に供給される電流、（ｃ），（ｄ）は出
力端子５３から送出される呼出信号を示す。ホトダイオ
ード５０，５１には、前述のように制御回路４９から電
流が供給されるものであり、１６Ｈｚの呼出信号の１周
期をＴ１とし、ホトダイオード５０に電流を供給する期
間をＴ２、ホトダイオード５１に電流を供給する期間を
Ｔ４、休止期間をＴ３，Ｔ５とすると、Ｔ１＝Ｔ２＋Ｔ
３＋Ｔ４＋Ｔ５の関係となるようにし、且つＴ２＝Ｔ
４、Ｔ３＝Ｔ５とするものである。その場合、正弦波信
号の波高率（クレスト・ファクタ）＝（波高値）／（実
効値）は、１．４１４であるから、この波高率に近似す
るように、前述の休止期間Ｔ３，Ｔ５が設定される。な
お、実効値は基本波の１周期間の瞬時値の二乗の平均で
あり、又波高値は波形のピーク値である。
【０００６】ホトカプラーを構成するホトダイオード５
０，５１に電流が供給されると発光し、その光がホトト
ランジスタ４６，４７のベースに入射されて、ホトトラ
ンジスタ４６，４７はオンとなる。これらのホトトラン
ジスタ４６，４７のオン期間は、図５の（ａ），（ｂ）
に於けるＴ２，Ｔ４の期間となる。それによって、正弦
波の波高率に近似した波高率の階段状の波形の呼出信号
を得ることができる。これに対して、ダミー抵抗５２を
省略し、且つ低負荷状態となった場合は、コンデンサ４
８の放電時定数を大きくした場合に相当し、図５の
（ｄ）に示すように、立下り波形が緩やかなものとな
る。即ち、予め正弦波の波高率に近似させた波高率とな
るように設定した波形とは異なるものとなる。従って、
ダミー抵抗５２は必須のものとなっていた。
０，５１に電流が供給されると発光し、その光がホトト
ランジスタ４６，４７のベースに入射されて、ホトトラ
ンジスタ４６，４７はオンとなる。これらのホトトラン
ジスタ４６，４７のオン期間は、図５の（ａ），（ｂ）
に於けるＴ２，Ｔ４の期間となる。それによって、正弦
波の波高率に近似した波高率の階段状の波形の呼出信号
を得ることができる。これに対して、ダミー抵抗５２を
省略し、且つ低負荷状態となった場合は、コンデンサ４
８の放電時定数を大きくした場合に相当し、図５の
（ｄ）に示すように、立下り波形が緩やかなものとな
る。即ち、予め正弦波の波高率に近似させた波高率とな
るように設定した波形とは異なるものとなる。従って、
ダミー抵抗５２は必須のものとなっていた。
【０００７】
【発明が解決しようとする問題点】前述のように、呼出
信号は、１６Ｈｚの正弦波信号が用いられていたが、昇
圧用のトランスが大型化することから、高周波スイッチ
ングによる昇圧手段が採用され、その場合に、正弦波の
波高率（クレスト・ファクタ）に近似した波高率となる
ような階段波、即ち、図５の（ｃ）に示すような波形の
呼出信号が形成されていた。そして、低負荷時でも、こ
のような波形を維持する為にダミー抵抗５２が接続され
ることになる。しかし、このダミー抵抗５２による電力
損失が生じ、それによる発熱により小型化が困難であっ
た。本発明は、波高率を劣化させることなく、電力損失
を低減することを目的とする。
信号は、１６Ｈｚの正弦波信号が用いられていたが、昇
圧用のトランスが大型化することから、高周波スイッチ
ングによる昇圧手段が採用され、その場合に、正弦波の
波高率（クレスト・ファクタ）に近似した波高率となる
ような階段波、即ち、図５の（ｃ）に示すような波形の
呼出信号が形成されていた。そして、低負荷時でも、こ
のような波形を維持する為にダミー抵抗５２が接続され
ることになる。しかし、このダミー抵抗５２による電力
損失が生じ、それによる発熱により小型化が困難であっ
た。本発明は、波高率を劣化させることなく、電力損失
を低減することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明の呼出信号発生回
路は、図１を参照して説明すると、トランス１の一次巻
線と直流電源との間に接続され、呼出信号の周波数に比
較して高い周波数でオン，オフ制御される一次側のトラ
ンジスタ２と、トランス１の二次巻線に誘起された電圧
を正負極性に整流する整流回路３と、この整流回路３か
らの正極性と負極性との整流出力を呼出信号の周期に従
って交互にオン，オフして出力すると共に、同時にオフ
となる期間，即ち，休止期間を含むように制御される第
１，第２のトランジスタ４，５と、これらのトランジス
タ４，５の正負極性の出力電圧を加えるコンデンサ６
と、これらのトランジスタ４，５が同時にオフとなる期
間に於いてオンとなり、コンデンサ６の充電電荷を抵抗
７を介して放電させる放電用のスイッチング回路８と、
一次側のトランジスタ２と第１，第２のトランジスタ
４，５とスイッチング回路８とを制御する制御回路９と
を備え、出力端子１０から呼出信号を送出する。
路は、図１を参照して説明すると、トランス１の一次巻
線と直流電源との間に接続され、呼出信号の周波数に比
較して高い周波数でオン，オフ制御される一次側のトラ
ンジスタ２と、トランス１の二次巻線に誘起された電圧
を正負極性に整流する整流回路３と、この整流回路３か
らの正極性と負極性との整流出力を呼出信号の周期に従
って交互にオン，オフして出力すると共に、同時にオフ
となる期間，即ち，休止期間を含むように制御される第
１，第２のトランジスタ４，５と、これらのトランジス
タ４，５の正負極性の出力電圧を加えるコンデンサ６
と、これらのトランジスタ４，５が同時にオフとなる期
間に於いてオンとなり、コンデンサ６の充電電荷を抵抗
７を介して放電させる放電用のスイッチング回路８と、
一次側のトランジスタ２と第１，第２のトランジスタ
４，５とスイッチング回路８とを制御する制御回路９と
を備え、出力端子１０から呼出信号を送出する。
【０００９】
【作用】トランス１の一次側をトランジスタ２により呼
出信号の周波数より高い周波数でオン，オフすることに
より、トランス１の二次側に電圧が誘起し、その誘起電
圧を整流回路３により正負極性の整流出力電圧とし、第
１のトランジスタ４を介して正極性の電圧が出力し、第
２のトランジスタ５を介して負極性の電圧が出力する。
従って、第１，第２のトランジスタ４，５を交互にオ
ン，オフすることにより、出力端子１０から１６Ｈｚの
呼出信号を出力することができる。その時、第１，第２
のトランジスタ４，５を同時にオフとする休止期間を設
けることにより、階段波状の波形の呼出信号とすること
ができる。その休止期間に於いてスイッチング回路８を
オンとすることにより、コンデンサ６の充電電荷を抵抗
７を介して放電させるものである。即ち、低負荷状態に
於いても、波形の立下りを急峻にすることができる。そ
して、正極性又は負極性の電圧が出力されている期間
は、スイッチング回路８はオフ状態となっているから、
抵抗７による電力損失が生じないことになる。
出信号の周波数より高い周波数でオン，オフすることに
より、トランス１の二次側に電圧が誘起し、その誘起電
圧を整流回路３により正負極性の整流出力電圧とし、第
１のトランジスタ４を介して正極性の電圧が出力し、第
２のトランジスタ５を介して負極性の電圧が出力する。
従って、第１，第２のトランジスタ４，５を交互にオ
ン，オフすることにより、出力端子１０から１６Ｈｚの
呼出信号を出力することができる。その時、第１，第２
のトランジスタ４，５を同時にオフとする休止期間を設
けることにより、階段波状の波形の呼出信号とすること
ができる。その休止期間に於いてスイッチング回路８を
オンとすることにより、コンデンサ６の充電電荷を抵抗
７を介して放電させるものである。即ち、低負荷状態に
於いても、波形の立下りを急峻にすることができる。そ
して、正極性又は負極性の電圧が出力されている期間
は、スイッチング回路８はオフ状態となっているから、
抵抗７による電力損失が生じないことになる。
【００１０】
【実施例】図２は本発明の実施例の説明図であり、１１
はトランス、１１ａは一次巻線、１１ｂ，１１ｃは二次
巻線、１２は一次側のトランジスタ、１３はコンデン
サ、１４，１５はダイオード、１６，１７は第１，第２
のトランジスタとしてのホトトランジスタ、１８はコン
デンサ、１９は制御回路、２０，２１はホトダイオー
ド、２２〜２５はダイオード、２６は抵抗、２７はホト
トランジスタ、２８はホトダイオード、２９，３０はイ
ンバータ、３１はアンド回路、３２は出力端子である。
はトランス、１１ａは一次巻線、１１ｂ，１１ｃは二次
巻線、１２は一次側のトランジスタ、１３はコンデン
サ、１４，１５はダイオード、１６，１７は第１，第２
のトランジスタとしてのホトトランジスタ、１８はコン
デンサ、１９は制御回路、２０，２１はホトダイオー
ド、２２〜２５はダイオード、２６は抵抗、２７はホト
トランジスタ、２８はホトダイオード、２９，３０はイ
ンバータ、３１はアンド回路、３２は出力端子である。
【００１１】ダイオード２２〜２５とホトトランジスタ
２７とホトダイオード２８とにより、図１のスイッチン
グ回路８を構成した場合を示し、ダイオード２２〜２５
のブリッジ接続により、ホトトランジスタ２７等の単一
極性のスイッチング素子を用いることができる。又ホト
トランジスタ１６とホトダイオード２０とによりホトカ
プラーを構成し、ホトトランジスタ１７とホトダイオー
ド２１とによりホトカプラーを構成している。又ホトト
ランジスタ２７とホトダイオード２８によりホトカプラ
ーを構成している。これらのホトカプラーの代わりに、
通常のトランジスタを用いることも可能である。
２７とホトダイオード２８とにより、図１のスイッチン
グ回路８を構成した場合を示し、ダイオード２２〜２５
のブリッジ接続により、ホトトランジスタ２７等の単一
極性のスイッチング素子を用いることができる。又ホト
トランジスタ１６とホトダイオード２０とによりホトカ
プラーを構成し、ホトトランジスタ１７とホトダイオー
ド２１とによりホトカプラーを構成している。又ホトト
ランジスタ２７とホトダイオード２８によりホトカプラ
ーを構成している。これらのホトカプラーの代わりに、
通常のトランジスタを用いることも可能である。
【００１２】又制御回路１９は、一次側のトランジスタ
１２を数１０ＫＨｚの周波数でオン，オフ制御し、ホト
ダイオード２０，２１に休止期間をおいて交互に電流を
供給し、インバータ２９，３０とアンド回路３１とを設
けた構成を有するもので、従来例と同様に、論理回路や
プログラム制御によるマイクロプロセッサによって実現
することができる。
１２を数１０ＫＨｚの周波数でオン，オフ制御し、ホト
ダイオード２０，２１に休止期間をおいて交互に電流を
供給し、インバータ２９，３０とアンド回路３１とを設
けた構成を有するもので、従来例と同様に、論理回路や
プログラム制御によるマイクロプロセッサによって実現
することができる。
【００１３】トランス１１の一次巻線１１ａに接続され
た一次側のトランジスタ１２が、制御回路１９により数
１０ＫＨｚの周波数でオン，オフ制御され、トランス１
１の二次巻線１１ｂ，１１ｃに誘起された電圧がダイオ
ード１４，１５によりそれぞれ正極性と負極性との電圧
に整流され、ホトトランジスタ１６，１７に加えられ
る。又制御回路１９によりホトダイオード２０，２１が
休止期間をおいて交互に電流が供給されて発光するか
ら、ホトトランジスタ１６，１７もそれに対応してオ
ン，オフし、正極性の電圧と負極性の電圧とが休止期間
をおいて交互に出力端子３２から送出される。
た一次側のトランジスタ１２が、制御回路１９により数
１０ＫＨｚの周波数でオン，オフ制御され、トランス１
１の二次巻線１１ｂ，１１ｃに誘起された電圧がダイオ
ード１４，１５によりそれぞれ正極性と負極性との電圧
に整流され、ホトトランジスタ１６，１７に加えられ
る。又制御回路１９によりホトダイオード２０，２１が
休止期間をおいて交互に電流が供給されて発光するか
ら、ホトトランジスタ１６，１７もそれに対応してオ
ン，オフし、正極性の電圧と負極性の電圧とが休止期間
をおいて交互に出力端子３２から送出される。
【００１４】ホトダイオード２８は、ホトダイオード２
０，２１に電流が供給されている期間は、アンド回路３
１の出力が“０”となるから発光しない。従って、その
期間はホトトランジスタ２７はオフとなり、正極性又は
負極性の電圧が出力されている期間では、抵抗２６に電
流が流れない。又ホトダイオード２０，２１の何れにも
電流が供給されない休止期間に於いては、アンド回路３
１の出力が“１”となり、電流が供給されて発光する。
それにより、ホトトランジスタ２７がオンとなるから、
コンデンサ１８の充電電荷は、ホトトランジスタ１６，
１７の休止期間に於いて、ブリッジ接続されたダイオー
ド２２〜２５とホトトランジスタ２７とを介して抵抗２
６により放電する。即ち、低負荷状態に於いても、波形
の立下りを急峻にすることができる。
０，２１に電流が供給されている期間は、アンド回路３
１の出力が“０”となるから発光しない。従って、その
期間はホトトランジスタ２７はオフとなり、正極性又は
負極性の電圧が出力されている期間では、抵抗２６に電
流が流れない。又ホトダイオード２０，２１の何れにも
電流が供給されない休止期間に於いては、アンド回路３
１の出力が“１”となり、電流が供給されて発光する。
それにより、ホトトランジスタ２７がオンとなるから、
コンデンサ１８の充電電荷は、ホトトランジスタ１６，
１７の休止期間に於いて、ブリッジ接続されたダイオー
ド２２〜２５とホトトランジスタ２７とを介して抵抗２
６により放電する。即ち、低負荷状態に於いても、波形
の立下りを急峻にすることができる。
【００１５】図３は本発明の実施例の動作説明図であ
り、（ａ）はホトダイオード２０に供給される電流、
（ｂ）はホトダイオード２１に供給される電流、（ｃ）
はホトダイオード２８に供給される電流、（ｄ）は出力
端子３２から出力される呼出信号を示す。１６Ｈｚの呼
出信号の１周期をＴ１とすると、従来例と同様に、Ｔ１
＝Ｔ２＋Ｔ３＋Ｔ４＋Ｔ５となり、又Ｔ２＝Ｔ４，Ｔ３
＝Ｔ５の関係とするものであり、休止期間Ｔ３，Ｔ５に
於いてホトトランジスタ２７がオンとなって、コンデン
サ１８の充電電荷の放電が行われるから、出力端子３２
から図３の（ｄ）に示す呼出信号が送出される。
り、（ａ）はホトダイオード２０に供給される電流、
（ｂ）はホトダイオード２１に供給される電流、（ｃ）
はホトダイオード２８に供給される電流、（ｄ）は出力
端子３２から出力される呼出信号を示す。１６Ｈｚの呼
出信号の１周期をＴ１とすると、従来例と同様に、Ｔ１
＝Ｔ２＋Ｔ３＋Ｔ４＋Ｔ５となり、又Ｔ２＝Ｔ４，Ｔ３
＝Ｔ５の関係とするものであり、休止期間Ｔ３，Ｔ５に
於いてホトトランジスタ２７がオンとなって、コンデン
サ１８の充電電荷の放電が行われるから、出力端子３２
から図３の（ｄ）に示す呼出信号が送出される。
【００１６】スイッチング回路８として、図２に示すよ
うに、ホトトランジスタ２７とダイオード２２〜２５の
ブリッジ接続による無極性のスイッチング回路を構成す
る代わりに、アナログスイッチ素子により構成すること
も可能である。又ホトトランジスタ２７等の単一極性の
スイッチング素子を２個設けて、ホトダイオード２０，
２１に電流を供給する順序に従って、即ち、コンデンサ
１８の充電極性に従って、単一極性のスイッチング素子
をオンとし、コンデンサ１８の充電電荷の放電を行わせ
る構成とすることも可能である。
うに、ホトトランジスタ２７とダイオード２２〜２５の
ブリッジ接続による無極性のスイッチング回路を構成す
る代わりに、アナログスイッチ素子により構成すること
も可能である。又ホトトランジスタ２７等の単一極性の
スイッチング素子を２個設けて、ホトダイオード２０，
２１に電流を供給する順序に従って、即ち、コンデンサ
１８の充電極性に従って、単一極性のスイッチング素子
をオンとし、コンデンサ１８の充電電荷の放電を行わせ
る構成とすることも可能である。
【００１７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、トラン
ス１の一次巻線に接続された一次側のトランジスタ２を
高周波でオン，オフすることにより、小型のトランス１
を用いて昇圧できるようにし、又二次側の第１，第２の
トランジスタ４，５の休止期間に於いてスイッチング回
路８をオンとして、コンデンサ６の充電電荷を抵抗７を
介して放電させるものであり、第１，第２のトランジス
タ４，５がオンの期間に於いては、抵抗７がスイッチン
グ回路８により切離されているから、電力損失が生じな
いことになる。
ス１の一次巻線に接続された一次側のトランジスタ２を
高周波でオン，オフすることにより、小型のトランス１
を用いて昇圧できるようにし、又二次側の第１，第２の
トランジスタ４，５の休止期間に於いてスイッチング回
路８をオンとして、コンデンサ６の充電電荷を抵抗７を
介して放電させるものであり、第１，第２のトランジス
タ４，５がオンの期間に於いては、抵抗７がスイッチン
グ回路８により切離されているから、電力損失が生じな
いことになる。
【００１８】そして、第１，第２のトランジスタ４，５
がオフの期間、即ち、休止期間に於いてのみスイッチン
グ回路８がオンとなって、コンデンサ６の充電電荷が放
電され、立下り波形を急峻にして、正弦波の波高率に近
似した波高率の呼出信号を送出することができる。従っ
て、抵抗７に於ける電力損失を無視できる程度に低減で
きるから、効率が向上し、且つ発熱量が小さくなるか
ら、小型化を図ることができる利点がある。
がオフの期間、即ち、休止期間に於いてのみスイッチン
グ回路８がオンとなって、コンデンサ６の充電電荷が放
電され、立下り波形を急峻にして、正弦波の波高率に近
似した波高率の呼出信号を送出することができる。従っ
て、抵抗７に於ける電力損失を無視できる程度に低減で
きるから、効率が向上し、且つ発熱量が小さくなるか
ら、小型化を図ることができる利点がある。
【図１】本発明の原理説明図である。
【図２】本発明の実施例の説明図である。
【図３】本発明の実施例の動作説明図である。
【図４】従来例の説明図である。
【図５】従来例の動作説明図である。
１ トランス ２ トランジスタ ３ 整流回路 ４ 第１のトランジスタ ５ 第２のトランジスタ ６ コンデンサ ７ 抵抗 ８ スイッチング回路 ９ 制御回路
Claims (1)
- 【請求項１】 トランス（１）の一次巻線と直流電源と
の間に接続され、呼出信号の周波数に比較して高い周波
数でオン，オフ制御される一次側のトランジスタ（２）
と、 前記トランス（１）の二次巻線に誘起された電圧を正負
極性に整流する整流回路（３）と、 該整流回路（３）からの正極性と負極性との整流出力を
前記呼出信号の周期に従って交互にオン，オフして出力
すると共に、同時にオフとなる期間を含むように制御さ
れる第１，第２のトランジスタ（４），（５）と、 該第１，第２のトランジスタ（４），（５）の正負極性
の出力電圧を加えるコンデンサ（６）と、 前記第１，第２のトランジスタ（４），（５）が同時に
オフとなる期間に於いてオンとなって、前記コンデンサ
（６）の充電電荷を抵抗（７）を介して放電させる放電
用のスイッチング回路（８）と、 前記一次側のトランジスタ（２）と、前記第１，第２の
トランジスタ（４），（５）と前記スイッチング回路
（８）とを制御する制御回路（９）とを備えたことを特
徴とする呼出信号発生回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3219918A JPH0563798A (ja) | 1991-08-30 | 1991-08-30 | 呼出信号発生回路 |
| US07/931,000 US5402480A (en) | 1991-08-30 | 1992-08-17 | Call signal generating circuit |
| CA002076323A CA2076323C (en) | 1991-08-30 | 1992-08-18 | Call signal generating circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3219918A JPH0563798A (ja) | 1991-08-30 | 1991-08-30 | 呼出信号発生回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0563798A true JPH0563798A (ja) | 1993-03-12 |
Family
ID=16743066
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3219918A Withdrawn JPH0563798A (ja) | 1991-08-30 | 1991-08-30 | 呼出信号発生回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5402480A (ja) |
| JP (1) | JPH0563798A (ja) |
| CA (1) | CA2076323C (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5490054A (en) * | 1994-10-05 | 1996-02-06 | Ferro Magnetics Corporation | Ringing generator and method for converting DC to AC having continuously adjustable amplitude |
| US5740241A (en) * | 1995-05-12 | 1998-04-14 | Carrier Access Corporation | T1 channel bank control process and apparatus |
| US5682748A (en) * | 1995-07-14 | 1997-11-04 | Thermotek, Inc. | Power control circuit for improved power application and temperature control of low voltage thermoelectric devices |
| US5742491A (en) * | 1995-08-09 | 1998-04-21 | Lucent Technologies Inc. | Power converter adaptively driven |
| US5790654A (en) * | 1996-08-05 | 1998-08-04 | Telogy Networks, Inc. | Digitally controlled ring signal generator |
| US6288919B1 (en) * | 1999-12-16 | 2001-09-11 | Chippower.Com, Inc. | Single stage AC/DC converter high frequency AC distribution systems |
| US20060013024A1 (en) * | 2004-05-05 | 2006-01-19 | Erno Temesi | Rectifier circuit having a power factor correction |
| US8743566B2 (en) * | 2011-01-27 | 2014-06-03 | General Electric Company | System and method for increasing DC power system efficiency without requiring a large battery reserve |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56132889A (en) * | 1980-03-24 | 1981-10-17 | Nec Corp | Trunk circuit |
| US4436960A (en) * | 1982-01-11 | 1984-03-13 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Telephone ringing signal generator |
| JPS61247153A (ja) * | 1985-04-25 | 1986-11-04 | Fujitsu Ltd | 呼出信号装置 |
| US4656659A (en) * | 1985-07-18 | 1987-04-07 | Itt Corporation | Programmable ring signal generator |
| CA1234939A (en) * | 1985-10-28 | 1988-04-05 | Brian J. Pollard | Power amplifier |
| JPS63308458A (ja) * | 1987-06-10 | 1988-12-15 | Nec Corp | 呼出し信号発生回路 |
| US4866585A (en) * | 1988-06-08 | 1989-09-12 | Das Pawan K | AC to DC solid state power supply using high frequency pulsed power switching |
| JPH0423506A (ja) * | 1990-05-17 | 1992-01-27 | Nec Corp | Ａｇｃ検波回路 |
| US5134355A (en) * | 1990-12-31 | 1992-07-28 | Texas Instruments Incorporated | Power factor correction control for switch-mode power converters |
-
1991
- 1991-08-30 JP JP3219918A patent/JPH0563798A/ja not_active Withdrawn
-
1992
- 1992-08-17 US US07/931,000 patent/US5402480A/en not_active Expired - Fee Related
- 1992-08-18 CA CA002076323A patent/CA2076323C/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5402480A (en) | 1995-03-28 |
| CA2076323A1 (en) | 1993-03-01 |
| CA2076323C (en) | 1996-08-13 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| USRE36571E (en) | Low loss synchronous rectifier for application to clamped-mode power converters | |
| JP3553042B2 (ja) | スイッチング電源装置及びその駆動方法 | |
| US4438486A (en) | Low loss snubber for power converters | |
| JPH07308065A (ja) | 電源装置 | |
| JPH0563798A (ja) | 呼出信号発生回路 | |
| JPH08275530A (ja) | スイッチングモード電源装置 | |
| JPH11164555A (ja) | スイッチング電源 | |
| JP4168674B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP4484006B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| KR940002153B1 (ko) | 온-오프 명령 신호의 상태에 응답하는 텔레비젼 디스플레이 시스템 | |
| JP2964839B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPS60128867A (ja) | 直流一直流変換器 | |
| JPS623559B2 (ja) | ||
| JP2680123B2 (ja) | スイッチングレギュレータ電源回路 | |
| JP2532203Y2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| KR910005425Y1 (ko) | 저전력 소비형 초기 스타트 회로 | |
| JP3211380B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP3506216B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2566145B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JPH07123713A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| SU817908A1 (ru) | Однотактный транзисторный преобра-зОВАТЕль | |
| JPS5842994B2 (ja) | 水平発振回路の電源装置 | |
| JP3460403B2 (ja) | 自励発振式スイッチング電源装置 | |
| JPH0713431Y2 (ja) | 電源回路 | |
| JPH05244778A (ja) | フォワードコンバータ方式の電源装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19981112 |