JPH0564169A - 直交多重変調受信装置 - Google Patents
直交多重変調受信装置Info
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- JPH0564169A JPH0564169A JP22384491A JP22384491A JPH0564169A JP H0564169 A JPH0564169 A JP H0564169A JP 22384491 A JP22384491 A JP 22384491A JP 22384491 A JP22384491 A JP 22384491A JP H0564169 A JPH0564169 A JP H0564169A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】直交多重伝送受信装置の直交同期検波回路に関
して、従来と同等性能の非線形性を有する検波回路を用
いたとしても、直交同期検波回路の非線形性による複号
化音声信号品質の劣化を大幅に低減する。。 【構成】同相検波回路２０５の検波出力を、変調回路２
２４に導き、再生キャリアを再変調して再変調信号を得
る。そして再変調信号を直交検波回路２２０に入力する
信号に加算回路２１８にて合成し、その合成出力が直交
同期検波されるようにする。これにより直交検波回路入
力で映像変調波成分があらかじめキャンセルされ直交検
波出力において映像信号と多重信号間のクロストークが
生じるのを防止できる。
して、従来と同等性能の非線形性を有する検波回路を用
いたとしても、直交同期検波回路の非線形性による複号
化音声信号品質の劣化を大幅に低減する。。 【構成】同相検波回路２０５の検波出力を、変調回路２
２４に導き、再生キャリアを再変調して再変調信号を得
る。そして再変調信号を直交検波回路２２０に入力する
信号に加算回路２１８にて合成し、その合成出力が直交
同期検波されるようにする。これにより直交検波回路入
力で映像変調波成分があらかじめキャンセルされ直交検
波出力において映像信号と多重信号間のクロストークが
生じるのを防止できる。
Description
〔発明の目的〕 （産業上の利用分野）この発明は、現行のテレビジョン
放送にディジタル符号化音声信号を多重伝送するテレビ
ジョン伝送方式の受信装置に関する。 （従来の技術）
放送にディジタル符号化音声信号を多重伝送するテレビ
ジョン伝送方式の受信装置に関する。 （従来の技術）
【０００１】テレビジョン放送においては、より高画質
・高音声な信号を伝送できる新しいテレビジョン伝送方
式が提案されている。特に高音質化に関してはディジタ
ル符号化音声信号を直交多重方式により多重伝送する提
案がある。直交多重方式は既存の信号と両立性を保った
ままで新たに上記ディジタル音声信号を追加できるた
め、従来の伝送路及び受信機と両立性のある方式であ
る。
・高音声な信号を伝送できる新しいテレビジョン伝送方
式が提案されている。特に高音質化に関してはディジタ
ル符号化音声信号を直交多重方式により多重伝送する提
案がある。直交多重方式は既存の信号と両立性を保った
ままで新たに上記ディジタル音声信号を追加できるた
め、従来の伝送路及び受信機と両立性のある方式であ
る。
【０００２】図２は、この直交多重伝送の原理を説明す
る図である。同図において、映像入力端子１０１から入
力された映像信号は、ＡＭ変調回路１０２で従来通りＡ
Ｍ変調される。このときのキャリアは局部発振器（局
発）１０６出力を分配器１０７で０°位相で分配したキ
ャリアである。ＡＭ変調出力はＶＳＢフィルタ１０３で
残留側波ＡＭ変調波とされる。残留側波帯域は、一般に
映像キャリア周波数ｆcから７５０ＫＨｚまでが通過域
で、１．２５ＭＨｚから減衰域とされるＶＳＢフィルタ
で規定される。現行方式では、ＶＳＢフィルタ出力にア
ナログＦＭ変調音声信号が周波数多重されるが、図２で
は省略してある（直交多重と同時伝送も可能である）。
る図である。同図において、映像入力端子１０１から入
力された映像信号は、ＡＭ変調回路１０２で従来通りＡ
Ｍ変調される。このときのキャリアは局部発振器（局
発）１０６出力を分配器１０７で０°位相で分配したキ
ャリアである。ＡＭ変調出力はＶＳＢフィルタ１０３で
残留側波ＡＭ変調波とされる。残留側波帯域は、一般に
映像キャリア周波数ｆcから７５０ＫＨｚまでが通過域
で、１．２５ＭＨｚから減衰域とされるＶＳＢフィルタ
で規定される。現行方式では、ＶＳＢフィルタ出力にア
ナログＦＭ変調音声信号が周波数多重されるが、図２で
は省略してある（直交多重と同時伝送も可能である）。
【０００３】一方、ディジタル符号化された音声信号は
多重信号入力端子１０８に供給され、ＡＭ変調回路１０
９でキャリア抑圧ＡＭ変調される。このとき用いられる
キャリアは前述の分配器１０７で９０°移相されて分配
された信号である。このキャリア抑圧ＡＭ変調された変
調波は逆ナイキストフィルタ１１０でスペクトル整形さ
れる。この逆ナイキストフィルタ１１０の目的は受信側
での復調の際に、多重信号が映像信号にクロストークと
して現われるのを防ぐためである。即ち、あらかじめ送
信側で図２に示すような特性の逆ナイキスト・イコライ
ザ処理を行っておけば、受信側の映像信号復調で用いら
れるナイキストフィルタ出力では直交変調波が映像キャ
リアと完全に直交関係となることから、これらの分離が
可能となる。逆ナイキストフィルタ１１０の出力は、減
衰器１１１でレベル調整されて合成回路１０４に供給さ
れる。上記ＶＳＢフィルタ１０３からの映像変調波と逆
ナイキストフィルタ１１０からの直交変調波は合成回路
１０４で合成されて伝送路１０５へ送出される。尚、減
衰器１１１は、現行テレビジョンセットの不完全な復調
特性を考慮して、直交変調波信号レベルを調整するため
のものである。この映像変調波と直交変調波の相対レベ
ル差（以下多重レベル）は約−２５〜−３０ｄＢに設定
される。次に受信側の処理について説明する。
多重信号入力端子１０８に供給され、ＡＭ変調回路１０
９でキャリア抑圧ＡＭ変調される。このとき用いられる
キャリアは前述の分配器１０７で９０°移相されて分配
された信号である。このキャリア抑圧ＡＭ変調された変
調波は逆ナイキストフィルタ１１０でスペクトル整形さ
れる。この逆ナイキストフィルタ１１０の目的は受信側
での復調の際に、多重信号が映像信号にクロストークと
して現われるのを防ぐためである。即ち、あらかじめ送
信側で図２に示すような特性の逆ナイキスト・イコライ
ザ処理を行っておけば、受信側の映像信号復調で用いら
れるナイキストフィルタ出力では直交変調波が映像キャ
リアと完全に直交関係となることから、これらの分離が
可能となる。逆ナイキストフィルタ１１０の出力は、減
衰器１１１でレベル調整されて合成回路１０４に供給さ
れる。上記ＶＳＢフィルタ１０３からの映像変調波と逆
ナイキストフィルタ１１０からの直交変調波は合成回路
１０４で合成されて伝送路１０５へ送出される。尚、減
衰器１１１は、現行テレビジョンセットの不完全な復調
特性を考慮して、直交変調波信号レベルを調整するため
のものである。この映像変調波と直交変調波の相対レベ
ル差（以下多重レベル）は約−２５〜−３０ｄＢに設定
される。次に受信側の処理について説明する。
【０００４】図２において伝送路１０５から出力された
変調波は分岐され、１つは受信ナイキストフィルタ１１
２へ供給される。ナイキストフィルタ１１２の出力は同
相検波回路１１３で同期検波されて、復調された映像信
号は出力端子１１４へ出力される。同相検波回路１１３
へ供給されるキャリアは、キャリア再生回路１１５で再
生された映像キャリアを分配器１１６で０°位相で分配
したものである。
変調波は分岐され、１つは受信ナイキストフィルタ１１
２へ供給される。ナイキストフィルタ１１２の出力は同
相検波回路１１３で同期検波されて、復調された映像信
号は出力端子１１４へ出力される。同相検波回路１１３
へ供給されるキャリアは、キャリア再生回路１１５で再
生された映像キャリアを分配器１１６で０°位相で分配
したものである。
【０００５】一方、多重信号の復調に関しては、帯域通
過フィルタ（以下ＢＰＦと記す）１１７で多重信号から
抽出された後、直交検波回路１１８で同期検波される。
直交検波回路１１８に供給されるキャリアは分配器１１
６から出力される９０°位相のキャリアである。ＢＰＦ
１１７はＶＳＢ−ＡＭ変調された映像変調波の両側波揃
った帯域のみを抽出するため、ＢＰＦ出力では映像成分
は完全なＤＳＢ−ＡＭとなっている。即ち、映像キャリ
アに対して同相成分しか存在しないため、多重信号との
完全な分離が可能である。
過フィルタ（以下ＢＰＦと記す）１１７で多重信号から
抽出された後、直交検波回路１１８で同期検波される。
直交検波回路１１８に供給されるキャリアは分配器１１
６から出力される９０°位相のキャリアである。ＢＰＦ
１１７はＶＳＢ−ＡＭ変調された映像変調波の両側波揃
った帯域のみを抽出するため、ＢＰＦ出力では映像成分
は完全なＤＳＢ−ＡＭとなっている。即ち、映像キャリ
アに対して同相成分しか存在しないため、多重信号との
完全な分離が可能である。
【０００６】図３（Ａ）は上記映像変調波及び音声変調
波と直交多重変調波のスペクトル例を示している。また
図３（Ｂ）は上記ＢＰＦ１１７出力のスペクトルを示し
ている。
波と直交多重変調波のスペクトル例を示している。また
図３（Ｂ）は上記ＢＰＦ１１７出力のスペクトルを示し
ている。
【０００７】図３（Ｃ）はＢＰＦ１１７出力の変調波ベ
クトルを示す図であり、映像変調波と直交変調波は図示
されたように９０°で直交している。また前述のように
多重レベルは約−３０ｄＢであり、各無変調キャリア振
幅比は３０：１である。
クトルを示す図であり、映像変調波と直交変調波は図示
されたように９０°で直交している。また前述のように
多重レベルは約−３０ｄＢであり、各無変調キャリア振
幅比は３０：１である。
【０００８】このように多重信号を復調する直交同期検
波回路１１８には、本来不要な映像変調波成分が希望信
号である直交変調波に比べて３０倍以上のレベルで入力
されている。直交同期検波回路１１８が完全に線形な特
性をもっており、かつ再生キャリアの位相誤差がなけれ
ば、前述のように完全に分離できるが、実際には完全な
線形性は得られず、位相誤差も存在する。仮に位相誤差
がなくても、後述するように非線形性が存在すると変調
波の振幅レベルに応じて位相誤差が発生して各信号間の
完全な分離ができない。
波回路１１８には、本来不要な映像変調波成分が希望信
号である直交変調波に比べて３０倍以上のレベルで入力
されている。直交同期検波回路１１８が完全に線形な特
性をもっており、かつ再生キャリアの位相誤差がなけれ
ば、前述のように完全に分離できるが、実際には完全な
線形性は得られず、位相誤差も存在する。仮に位相誤差
がなくても、後述するように非線形性が存在すると変調
波の振幅レベルに応じて位相誤差が発生して各信号間の
完全な分離ができない。
【０００９】図４（Ａ）は直交同期検波器の一般的な非
線形性を示す図である。同図の横軸は検波器の（変調
波）入力レベル、縦軸は検波出力レベルである。破線で
図示されているように、入出力特性は一般に飽和特性を
有し、非線形特性で重要な３次歪（ＩＭ3）はある入力
レベルで本来の信号レベルと同じになる（この部分はＩ
Ｍ3インターセプト・ポイントと呼ばれる）。このよう
なＩＭ3と本来の信号レベルとの差がある規定値以下と
なるようにあらかじめ入力レベルが設定されるが、前述
のように不要な信号である映像変調波の方が約３０倍も
大きいために、この規定値を満足しようとすると、直交
信号についての入力レベルは非常に小さいものとなって
しまう。故に従来の直交同期検波回路においてはＩＭ3
が十分に大きく確保できなくとも入力レベルを大きくし
て、多重信号の検波出力を大きくせざるを得ないという
問題がある。
線形性を示す図である。同図の横軸は検波器の（変調
波）入力レベル、縦軸は検波出力レベルである。破線で
図示されているように、入出力特性は一般に飽和特性を
有し、非線形特性で重要な３次歪（ＩＭ3）はある入力
レベルで本来の信号レベルと同じになる（この部分はＩ
Ｍ3インターセプト・ポイントと呼ばれる）。このよう
なＩＭ3と本来の信号レベルとの差がある規定値以下と
なるようにあらかじめ入力レベルが設定されるが、前述
のように不要な信号である映像変調波の方が約３０倍も
大きいために、この規定値を満足しようとすると、直交
信号についての入力レベルは非常に小さいものとなって
しまう。故に従来の直交同期検波回路においてはＩＭ3
が十分に大きく確保できなくとも入力レベルを大きくし
て、多重信号の検波出力を大きくせざるを得ないという
問題がある。
【００１０】図４（Ｂ）は上記直交同期検波回路の非線
形特性を変調波ベクトルで示した例である。同図におい
て、映像変調波ベクトルは同相軸上を移動するベクトル
である（図２におけるＢＰＦ１１７出力について示す。
故に、映像変調波のＤＳＢ−ＡＭ成分のみ抽出されるの
で、映像変調波に直交成分はない）。一方、直交変調波
は直交キャリアを多重信号でキャリア抑圧ＡＭ変調した
ものであるから、図に示したようなベクトルとなる（実
際には逆ナイキストフィルタにより同相成分も有する
が、ここでは多重信号の検波のみを対象としており、多
重信号が映像信号へもれ込むクロストークは考慮しなく
て良い。故に図では簡単のため直交軸上を移動するよう
なベクトルとして示してある）。
形特性を変調波ベクトルで示した例である。同図におい
て、映像変調波ベクトルは同相軸上を移動するベクトル
である（図２におけるＢＰＦ１１７出力について示す。
故に、映像変調波のＤＳＢ−ＡＭ成分のみ抽出されるの
で、映像変調波に直交成分はない）。一方、直交変調波
は直交キャリアを多重信号でキャリア抑圧ＡＭ変調した
ものであるから、図に示したようなベクトルとなる（実
際には逆ナイキストフィルタにより同相成分も有する
が、ここでは多重信号の検波のみを対象としており、多
重信号が映像信号へもれ込むクロストークは考慮しなく
て良い。故に図では簡単のため直交軸上を移動するよう
なベクトルとして示してある）。
【００１１】図４（Ｂ）において、映像変調波ベクトル
振幅最大値（無変調キャリア・ベクトル）は直交変調波
ベクトル振幅最大値の約３０倍である。故に直交同期検
波回路の非線形性発生については映像変調波レベルのみ
について考えれば良い。直交同期検波回路の非線形性は
図示したように、振幅成分の歪（ＡＭ／ＡＭ）及び位相
成分の歪（ＡＭ／ＰＭ）として考えることができる。即
ち、入力レベルに応じて入出力振幅特性及び入出力位相
特性が非線形となる。同図（Ｂ）に破線で示したような
ＡＭ／ＡＭ，ＡＭ／ＰＭ変換歪が生じると、図から明ら
かように、映像変調波成分と直交変調波成分が直交しな
くなり、映像信号が多重信号にもれ込むクロストークが
発生する。
振幅最大値（無変調キャリア・ベクトル）は直交変調波
ベクトル振幅最大値の約３０倍である。故に直交同期検
波回路の非線形性発生については映像変調波レベルのみ
について考えれば良い。直交同期検波回路の非線形性は
図示したように、振幅成分の歪（ＡＭ／ＡＭ）及び位相
成分の歪（ＡＭ／ＰＭ）として考えることができる。即
ち、入力レベルに応じて入出力振幅特性及び入出力位相
特性が非線形となる。同図（Ｂ）に破線で示したような
ＡＭ／ＡＭ，ＡＭ／ＰＭ変換歪が生じると、図から明ら
かように、映像変調波成分と直交変調波成分が直交しな
くなり、映像信号が多重信号にもれ込むクロストークが
発生する。
【００１２】図４（Ｃ）は、上記クロストーク例を示す
図である。映像信号が図示されたようなランプ波形であ
るとき、図に示したような非線形が存在すると、直交復
調出力（多重信号）へ図示したようなクロストークが生
じる（直交信号は存在しないとして、クロストーク分の
みを示している）。
図である。映像信号が図示されたようなランプ波形であ
るとき、図に示したような非線形が存在すると、直交復
調出力（多重信号）へ図示したようなクロストークが生
じる（直交信号は存在しないとして、クロストーク分の
みを示している）。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】上述したように、直交
多重伝送の受信装置の直交同期検波回路に関しては約３
０倍も信号レベルの大きな映像変調波成分を分離しつつ
直交変調波のみを検波しなければならない。この結果、
後段の増幅器の利得を制限したまま多重信号の検波出力
を十分に大きく保つためには、直交同期検波回路にとっ
て過大な映像変調波が同時に入力されることになり、直
交同期検波回路の非線形特性が問題となる。即ち、この
非線形性により、本来キャリア位相の直交性で分離され
ていた映像変調波と直交変調波間にクロストークが発生
し、多重信号検波出力に映像信号成分がもれ込む。この
ようなクロストークが存在すると、多重信号としてディ
ジタルデータを伝送している場合、データのビット誤り
率が増大し複号化音声信号品質が劣化してしまうという
問題があった。
多重伝送の受信装置の直交同期検波回路に関しては約３
０倍も信号レベルの大きな映像変調波成分を分離しつつ
直交変調波のみを検波しなければならない。この結果、
後段の増幅器の利得を制限したまま多重信号の検波出力
を十分に大きく保つためには、直交同期検波回路にとっ
て過大な映像変調波が同時に入力されることになり、直
交同期検波回路の非線形特性が問題となる。即ち、この
非線形性により、本来キャリア位相の直交性で分離され
ていた映像変調波と直交変調波間にクロストークが発生
し、多重信号検波出力に映像信号成分がもれ込む。この
ようなクロストークが存在すると、多重信号としてディ
ジタルデータを伝送している場合、データのビット誤り
率が増大し複号化音声信号品質が劣化してしまうという
問題があった。
【００１４】そこでこの発明は、直交多重伝送受信装置
の直交同期検波回路に関して、従来と同等性能の非線形
性を有する検波回路を用いたとしても、直交同期検波回
路の非線形性による複号化音声信号品質の劣化を大幅に
低減できる直交多重伝送受信装置を提供することを目的
とする。
の直交同期検波回路に関して、従来と同等性能の非線形
性を有する検波回路を用いたとしても、直交同期検波回
路の非線形性による複号化音声信号品質の劣化を大幅に
低減できる直交多重伝送受信装置を提供することを目的
とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明は、直交多重変調
された信号を同相同期検波部で検波して一方の信号成分
を復調し、前記直交多重変調された信号を直交同期検波
部で検波して他方の信号成分を復調する受信装置におい
て、前記同相同期検波部の検波出力で再生キャリアを再
変調して再変調信号を得る手段と、前記再変調信号を前
記直交同期検波部に入力する信号に合成し、合成出力が
直交同期検波されるようにする手段とを備える。
された信号を同相同期検波部で検波して一方の信号成分
を復調し、前記直交多重変調された信号を直交同期検波
部で検波して他方の信号成分を復調する受信装置におい
て、前記同相同期検波部の検波出力で再生キャリアを再
変調して再変調信号を得る手段と、前記再変調信号を前
記直交同期検波部に入力する信号に合成し、合成出力が
直交同期検波されるようにする手段とを備える。
【００１６】
【作用】上記の手段により、直交検波で多重信号を映像
信号から分離して復調する前に、あらかじめ同相検波さ
れた映像信号で再変調された変調波を上記直交検波回路
入力に合成している。この合成時には再変調出力の位相
調整を行い、合成時の映像変調波成分がキャンセルする
ように合成される。このように、直交検波回路入力で映
像変調波成分があらかじめキャンセルされているため直
交検波出力において前述のような映像信号と多重信号間
のクロストークは存在せず、従って多重信号であるディ
ジタル信号のビット誤り率も悪化しないないため複号化
音声信号品質も劣化しない。 （実施例）以下図面を参照してこの発明の実施例を説明
する。
信号から分離して復調する前に、あらかじめ同相検波さ
れた映像信号で再変調された変調波を上記直交検波回路
入力に合成している。この合成時には再変調出力の位相
調整を行い、合成時の映像変調波成分がキャンセルする
ように合成される。このように、直交検波回路入力で映
像変調波成分があらかじめキャンセルされているため直
交検波出力において前述のような映像信号と多重信号間
のクロストークは存在せず、従って多重信号であるディ
ジタル信号のビット誤り率も悪化しないないため複号化
音声信号品質も劣化しない。 （実施例）以下図面を参照してこの発明の実施例を説明
する。
【００１７】図１（Ａ）はこの発明による直交多重伝送
受信装置の一実施例を示すブロック図である。図におい
て、入力端子２０１に入力された変調波は従来例と同様
にナイキストフィルタ２０２、キャリア再生回路２０３
及び帯域通過フィルタ（以下ＢＰＦと記す）２０４に分
配される（この構成は説明を簡潔にするため、従来例に
対応した構成としているが、特にこの従来例の構成を前
提とする訳ではない）。ナイキストフィルタ２０２の出
力はキャリア再生回路２０３の出力を用いて同相検波回
路２０５で検波され低域通過フィルタ（以下ＬＰＦと記
す）２０６で必要帯域外の信号が除去されて出力端子２
０７に復調映像信号として出力される。一方、ＢＰＦ２
０４で抽出された直交多重変調波は後述する加算回路２
１８を経て、直交検波回路２２０で検波される。直交検
波においてはキャリア再生回路２０３の出力を移相器２
１９で９０°移相したキャリアが用いられる。直交検波
出力も映像出力と同様にＬＰＦ２２１を経て多重信号と
して出力端子２２２へ出力される。
受信装置の一実施例を示すブロック図である。図におい
て、入力端子２０１に入力された変調波は従来例と同様
にナイキストフィルタ２０２、キャリア再生回路２０３
及び帯域通過フィルタ（以下ＢＰＦと記す）２０４に分
配される（この構成は説明を簡潔にするため、従来例に
対応した構成としているが、特にこの従来例の構成を前
提とする訳ではない）。ナイキストフィルタ２０２の出
力はキャリア再生回路２０３の出力を用いて同相検波回
路２０５で検波され低域通過フィルタ（以下ＬＰＦと記
す）２０６で必要帯域外の信号が除去されて出力端子２
０７に復調映像信号として出力される。一方、ＢＰＦ２
０４で抽出された直交多重変調波は後述する加算回路２
１８を経て、直交検波回路２２０で検波される。直交検
波においてはキャリア再生回路２０３の出力を移相器２
１９で９０°移相したキャリアが用いられる。直交検波
出力も映像出力と同様にＬＰＦ２２１を経て多重信号と
して出力端子２２２へ出力される。
【００１８】ここで、同相検波回路２０５の出力はＬＰ
Ｆ２２６へも分岐されており、このＬＰＦ２２６は復調
映像信号のうちＤＳＢ−ＡＭ帯域に相当する周波数成分
のみを抽出するフィルタである。このＬＰＦ２２６の出
力はＤＣオフセットを有する増幅回路２２３に供給さ
れ、この増幅回路２２３は映像変調の規定変調度（８
７．５％）に相当するＤＣオフセットを与える。増幅回
路２２３の出力はＡＭ変調回路２２４の変調信号入力端
子へ供給されている。ＡＭ変調回路２２４のキャリア入
力端子には再生キャリアが供給されている。故に、ＡＭ
変調回路２２４の出力は再生キャリアを復調映像信号の
低域成分で再変調したものである。次に再変調出力は移
相回路２２５を経て加算回路２１８の一方の入力端子へ
供給される。
Ｆ２２６へも分岐されており、このＬＰＦ２２６は復調
映像信号のうちＤＳＢ−ＡＭ帯域に相当する周波数成分
のみを抽出するフィルタである。このＬＰＦ２２６の出
力はＤＣオフセットを有する増幅回路２２３に供給さ
れ、この増幅回路２２３は映像変調の規定変調度（８
７．５％）に相当するＤＣオフセットを与える。増幅回
路２２３の出力はＡＭ変調回路２２４の変調信号入力端
子へ供給されている。ＡＭ変調回路２２４のキャリア入
力端子には再生キャリアが供給されている。故に、ＡＭ
変調回路２２４の出力は再生キャリアを復調映像信号の
低域成分で再変調したものである。次に再変調出力は移
相回路２２５を経て加算回路２１８の一方の入力端子へ
供給される。
【００１９】この加算回路２１８の他方の入力端子には
前述のＢＰＦ２０４の出力が与えられており、これらの
入力が合成されることにより、ＢＰＦ２０４の出力の映
像変調波と直交変調波合成（多重）信号のうち、映像変
調波が前記再変調出力でキャンセルされて、直交変調波
成分のみが残ることになる。移相回路２２５は、再変調
出力と、ＢＰＦ２０４の出力である映像変調波の位相差
が１８０°となるように移相量を設定するためのもので
ある。
前述のＢＰＦ２０４の出力が与えられており、これらの
入力が合成されることにより、ＢＰＦ２０４の出力の映
像変調波と直交変調波合成（多重）信号のうち、映像変
調波が前記再変調出力でキャンセルされて、直交変調波
成分のみが残ることになる。移相回路２２５は、再変調
出力と、ＢＰＦ２０４の出力である映像変調波の位相差
が１８０°となるように移相量を設定するためのもので
ある。
【００２０】以上のように本発明の実施例を用いれば、
直交同期検波回路２２０には本来検波すべき直交変調波
しか入力されず、映像変調波間と直交変調波間のクロス
トークは大幅に低減される。
直交同期検波回路２２０には本来検波すべき直交変調波
しか入力されず、映像変調波間と直交変調波間のクロス
トークは大幅に低減される。
【００２１】尚、映像検波出力の低域成分を用いた再変
調出力は少なくともＬＰＦ２２６などの遅延の影響を受
けているから、加算回路２１８で必ずしも完全には映像
変調波をキャンセルできないが、上記クロストークの改
善に関しては完全なキャンセルは必要なく、ある程度映
像変調波を抑圧することにより十分なクロストーク改善
効果は得られる。図１（Ｂ）は、この発明の他の実施例
を示すブロック図である。以下の説明においては図１
（Ａ）の実施例と異なる点のみについて説明する。
調出力は少なくともＬＰＦ２２６などの遅延の影響を受
けているから、加算回路２１８で必ずしも完全には映像
変調波をキャンセルできないが、上記クロストークの改
善に関しては完全なキャンセルは必要なく、ある程度映
像変調波を抑圧することにより十分なクロストーク改善
効果は得られる。図１（Ｂ）は、この発明の他の実施例
を示すブロック図である。以下の説明においては図１
（Ａ）の実施例と異なる点のみについて説明する。
【００２２】図１（Ｂ）において、同相検波回路２０５
で検波された映像信号はＬＰＦ２０６を経て出力され
る。ＬＰＦ２０６は、映像信号の帯域（ＮＴＳＣならば
４．２ＭＨｚ）を通過させるフィルタである。このＬＰ
Ｆ２０６の出力は、分岐されて増幅回路２２３へ供給さ
れる。以下先の実施例と同様に変調回路２２４で再変調
され、移相回路２２５を経て、この実施例ではＢＰＦ２
０４の前段の加算回路２１８に入力されて入力ＩＦ信号
に合成される。
で検波された映像信号はＬＰＦ２０６を経て出力され
る。ＬＰＦ２０６は、映像信号の帯域（ＮＴＳＣならば
４．２ＭＨｚ）を通過させるフィルタである。このＬＰ
Ｆ２０６の出力は、分岐されて増幅回路２２３へ供給さ
れる。以下先の実施例と同様に変調回路２２４で再変調
され、移相回路２２５を経て、この実施例ではＢＰＦ２
０４の前段の加算回路２１８に入力されて入力ＩＦ信号
に合成される。
【００２３】上記再変調出力は、入力ＩＦ信号の映像変
調波のようにＶＳＢ−ＡＭではなく、ＤＳＢ−ＡＭとな
っているが、ＢＰＦ２０４では、ＶＳＢ−ＡＭ変調波の
ＤＳＢ領域のみ抽出する帯域通過フィルタであるため、
加算回路２１８で映像変調波を全帯域にわたって抑圧す
る必要はなく、上述のように再変調出力は入力ＩＦと異
なるＤＳＢ−ＡＭで構わない。
調波のようにＶＳＢ−ＡＭではなく、ＤＳＢ−ＡＭとな
っているが、ＢＰＦ２０４では、ＶＳＢ−ＡＭ変調波の
ＤＳＢ領域のみ抽出する帯域通過フィルタであるため、
加算回路２１８で映像変調波を全帯域にわたって抑圧す
る必要はなく、上述のように再変調出力は入力ＩＦと異
なるＤＳＢ−ＡＭで構わない。
【００２４】以上のように加算回路２１８で映像変調波
の少なくともＤＳＢ−ＡＭ領域が抑圧された後、ＢＰＦ
２０４でそのＤＳＢ−ＡＭ領域（即ち、直交変調帯域）
が抽出され、直交検波回路２２０へ入力される。故に、
直交検波回路２２０の入力信号は先の実施例と同様に、
従来の映像変調波と直交変調波が非常にレベル差のある
状態となっているのではなく、これらの成分のうち映像
変調波のレベルは大幅に抑圧されている。
の少なくともＤＳＢ−ＡＭ領域が抑圧された後、ＢＰＦ
２０４でそのＤＳＢ−ＡＭ領域（即ち、直交変調帯域）
が抽出され、直交検波回路２２０へ入力される。故に、
直交検波回路２２０の入力信号は先の実施例と同様に、
従来の映像変調波と直交変調波が非常にレベル差のある
状態となっているのではなく、これらの成分のうち映像
変調波のレベルは大幅に抑圧されている。
【００２５】この結果、直交検波器の非線形により生じ
る映像信号から多重信号へのクロストークが大幅に低減
され、多重信号であるデジタル音声データなどの符号誤
り率が改善され、複号化音声信号品質が改善される。
る映像信号から多重信号へのクロストークが大幅に低減
され、多重信号であるデジタル音声データなどの符号誤
り率が改善され、複号化音声信号品質が改善される。
【００２６】上記したようにこの装置によれば、現行の
テレビジョン放送にディジタル符号化音声信号を直交変
調により多重伝送するような、レベル差の大きい２つの
信号を直交変調多重伝送する伝送方式の受信装置におい
て、相対的レベルの小さな信号を検波する検波回路の非
線形性により生じる他方の信号からのクロストークを大
幅に低減することができる。故に、上記信号の受信品質
を改善することができ、例えばこの信号が上述のように
ディジタル符号化音声信号であればこの複号化品質を改
善することができる。
テレビジョン放送にディジタル符号化音声信号を直交変
調により多重伝送するような、レベル差の大きい２つの
信号を直交変調多重伝送する伝送方式の受信装置におい
て、相対的レベルの小さな信号を検波する検波回路の非
線形性により生じる他方の信号からのクロストークを大
幅に低減することができる。故に、上記信号の受信品質
を改善することができ、例えばこの信号が上述のように
ディジタル符号化音声信号であればこの複号化品質を改
善することができる。
【００２７】尚、本発明を用いず上記クロストーク低減
を試みると、一般に検波器入力レベルを大幅に減衰させ
なければならず、検波感度が低下してしまうため雑音発
生及び後段の増幅器利得増大化などの問題を低コストで
解決することが困難である。故に、本発明を用いれば、
非常に簡単な回路の付加のみで上記問題を解決すること
ができ、上記直交変調多重伝送方式の受信装置の性能向
上を低コストで実現できるため産業上の効果が大であ
る。
を試みると、一般に検波器入力レベルを大幅に減衰させ
なければならず、検波感度が低下してしまうため雑音発
生及び後段の増幅器利得増大化などの問題を低コストで
解決することが困難である。故に、本発明を用いれば、
非常に簡単な回路の付加のみで上記問題を解決すること
ができ、上記直交変調多重伝送方式の受信装置の性能向
上を低コストで実現できるため産業上の効果が大であ
る。
【００２８】
【発明の効果】以上説明したようにこの発明は、直交多
重伝送受信装置の直交同期検波回路に関して、従来と同
等性能の非線形性を有する検波回路を用いたとしても、
直交同期検波回路の非線形性による複号化音声信号品質
の劣化を大幅に低減できる。
重伝送受信装置の直交同期検波回路に関して、従来と同
等性能の非線形性を有する検波回路を用いたとしても、
直交同期検波回路の非線形性による複号化音声信号品質
の劣化を大幅に低減できる。
【図１】この発明の実施例を示す図である同図（Ａ）は
第１の実施例、同図（Ｂ）は第２の実施例を示す図。
第１の実施例、同図（Ｂ）は第２の実施例を示す図。
【図２】直交多重伝送の一例であるディジタル音声伝送
方式の原理を説明するブロック図。
方式の原理を説明するブロック図。
【図３】直交多重された変調波のスペクトル例を示す図
と、変調波からＢＰＦで抽出された成分のスペクトル図
と、ＢＰＦ出力の変調波ベクトルを説明する図。
と、変調波からＢＰＦで抽出された成分のスペクトル図
と、ＢＰＦ出力の変調波ベクトルを説明する図。
【図４】直交多重復調器の同期検波用ミキサの非線形性
例を示す図と、非線形性により映像信号が多重信号へク
ロストークする様子を説明する図と、クロストーク例を
示す図。
例を示す図と、非線形性により映像信号が多重信号へク
ロストークする様子を説明する図と、クロストーク例を
示す図。
２０２…ナイキストフィルタ、２０３…キャリア再生回
路、２０４…帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、２０５…同
相検波回路、２０６、２２１、２２６…低域通過フィル
タ、２１８…加算回路、２１９…移相回路、２２０…直
交検波回路、２２３…増幅回路、２２４…ＡＭ変調回
路、２２５…移相回路。
路、２０４…帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、２０５…同
相検波回路、２０６、２２１、２２６…低域通過フィル
タ、２１８…加算回路、２１９…移相回路、２２０…直
交検波回路、２２３…増幅回路、２２４…ＡＭ変調回
路、２２５…移相回路。
Claims (4)
- 【請求項１】直交多重変調された信号を同相同期検波部
で検波して一方の信号成分を復調し、前記直交多重変調
された信号を直交同期検波部で検波して他方の信号成分
を復調する受信装置において、 前記同相同期検波部の検波出力で再生キャリアを再変調
して再変調信号を得る手段と、 前記再変調信号を前記直交同期検波部に入力する信号に
合成し、合成出力が直交同期検波されるようにする手段
とを具備したことを特徴とする直交多重変調受信装置。 - 【請求項２】前記直交多重変調された信号は、同相信号
が映像信号をＶＳＢ−ＡＭ変調した映像変調波、また直
交信号がディジタル音声信号をキャリア抑圧変調した音
声変調波であり、かつ前記映像変調波にＤＳＢ−ＡＭ領
域にのみ前記音声変調波が直交多重されている信号であ
ることを特徴とする請求項１記載の直交多重変調受信装
置。 - 【請求項３】前記再変調信号は、同相同期検波出力のＤ
ＳＢ−ＡＭで伝送された成分のみを抽出する手段からの
信号と再生キャリアにより作成され、前記直交同期検波
部の入力段の帯域通過フィルタ出力に前記再変調信号が
合成されるように構成されたことを特徴とする請求項２
記載の直交多重変調受信装置。 - 【請求項４】前記再変調信号は、同相同期検波出力のＤ
ＳＢ−ＡＭ帯域以上の任意の帯域の信号と再生キャリア
により作成され、前記直交同期検波部の入力段の帯域通
過フィルタの前段の信号に前記再変調信号が合成される
ように構成されたことを特徴とする請求項２記載の直交
多重変調受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22384491A JPH0564169A (ja) | 1991-09-04 | 1991-09-04 | 直交多重変調受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22384491A JPH0564169A (ja) | 1991-09-04 | 1991-09-04 | 直交多重変調受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0564169A true JPH0564169A (ja) | 1993-03-12 |
Family
ID=16804610
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22384491A Pending JPH0564169A (ja) | 1991-09-04 | 1991-09-04 | 直交多重変調受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0564169A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009516295A (ja) * | 2005-11-15 | 2009-04-16 | シナプティクス インコーポレイテッド | ディジタル符号を使用して物体の位置に基づく属性を検出するための方法およびシステム |
-
1991
- 1991-09-04 JP JP22384491A patent/JPH0564169A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009516295A (ja) * | 2005-11-15 | 2009-04-16 | シナプティクス インコーポレイテッド | ディジタル符号を使用して物体の位置に基づく属性を検出するための方法およびシステム |
| JP2013229032A (ja) * | 2005-11-15 | 2013-11-07 | Synaptics Inc | ディジタル符号を使用して物体の位置に基づく属性を検出するための方法およびシステム |
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