JPH0566044B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） この発明は無線受信機等の受信機に用いて好適
なデジタル帯域除去フイルタに関し、さらに詳言
すればアナログ信号をＡ／Ｄ変換してデジタル信
号に変換し、デジタル信号処理によりフイルタや
復調器の機能を持たせる場合に使用して、好適な
デジタル帯域除去フイルタに関する。

（従来の技術） たとえば無線受信機においてAM信号や、SSB
信号を受信る際、妨害波たとえばAMやSSB信号
の受信帯域内にCW信号等が混入する場合があ
り、この混入したCW信号等を除去して受信感度
を上げるために急崚な帯域除去フイルタを挿入す
る必要がある。

かかる場合、従来は第４図ａまたは第４図ｂに
示す如く構成している。

第４図ａに示す場合は、中心周波数の異なる多
数のフイルタ特性に対するフイルタ係数を予めメ
モリ１５に格納して、格納フイルタ係数を適宜選
択切替えて所望の特性を有するデジタル帯域除去
フイルタ１６の中心周波数を可変するようにして
いた。なお、第４図ａにおいて１３はアナログバ
ンドパスフイルタを、１４はＡ／Ｄ変換器を、１
７はＤ／Ａ変換器を、１８はアナログローパスフ
イルタを示している。

第４図ｂに示す場合は、入力デジタル信号ｂと
適当な周波数を持つ離散化正弦波信号ｃ 〔sin2πF_s／ｐ＋（ｐ＝自然数）〕とをデジタ
ル乗算器２６で乗算して、デジタル信号ｂと離散
化正弦波信号ｃとの和、差信号を発生させ、この
うち和信号スペクトルをデジタルローパスフイル
タ２１によつて除去し、差信号ｅのみを取り出す
ことによつて入力信号スペクトルをシフトする。
次に、所望の特性を有するデジタル帯域除去フイ
ルタ２２に通過させた後、再びデジタル乗算器２
７にてデジタル帯域除去フイルタ２２から出力さ
れるデジタル信号ｆと離散化正弦波信号ｃと乗算
して、デジタル信号ｆのスペクトルをスフトさせ
て入力デジタル信号ｂのスペクトルに戻す方式で
ある。なお、第４図ｂにおいて、１９はアナログ
バンドパスフイルタを、２０はＡ／Ｄ変換器を、
２３はデジタルローパスフイルタを、２４はＤ／
Ａ変換器を、２５はアナログローパスフイルタ
を、２８は離散化正弦波信号発生源である。さら
にF_sはサンプリング周波数を示す。

（発明が解決しようとする課題） 上記した第４図ａに示す従来例によると、帯域
除去フイルタの中心周波数の変化幅を小さくし、
かつ中心周波数の可変ステツプ数を増大させる
と、これに伴ない用意するべきデジタルフイルタ
係数の数が増大し、膨大な容量を有するメモリを
必要とする問題点があつた。たとえば6kHz帯域
幅を20Hzの周波数間隔でカバーする場合で１つの
フイルタ特性当りデジタルフイルタ係数が６個必
要であつたとすれば、メモリ容量は1800（＝6000
÷20×６）ワードにもなる。

さらにまた、一般に１つの周波数特性に対応す
るデジタルフイルタ係数を１サンプル周期内に切
替えることが困難であり、デジタルフイルタ係数
を切換える際のノイズ発生が避けられないという
問題点もある。

また第４図ｂに示す従来例によると、離散化正
弦波信号の周波数を適当に変化させることにより
デジタル帯域除去フイルタの中心周波数を可変す
ることができ、デジタル帯域除去フイルタの中心
周波数をシフトさせたのと等価な動作ができる。
この方式によれば第４図ａに示した方式に比較し
て特性の切換えを連続的にすることも可能であ
り、ノイズが発生せず、かつメモリ容量もさ程必
要としないという長所がある。しかし、第４図ｂ
の方式によれば必要不可欠な構成要素であるデジ
タルローパスフイルタ２１に、極めて急崚な遮断
特性が必要となるため回路規模が大きくなるとい
う問題点があつた。この理由は次に示す如くであ
る。

まず、第４図ｂに示す従来例の作用をより詳細
に説明する。第４図ｂに示した各信号処理過程に
おけるスペクトル変化の様子は第５図に示す如く
である。第５図において縦軸は複素振幅を示して
いる。第５図ａはアナログ入力信号ａのスペクト
ルを示す。入力信号ａの中心周波数の４倍の周波
数をサンプリング周波数として入力信号ａをサン
プリングするものとすると、Ａ／Ｄ変換器２０か
ら出力される離散化信ｂのスペクトルは第５図ｂ
に示す如くF_s／４おきに入力信号ａのスペクトル
が等間隔で配列するようになる。次に離散化正弦
波信号源２８から第５図ｃに示すスペクトルの離
散化正弦波信号ｅ（周波数３／8F_s）を発生せしめ
る。この離散化正弦波ｃとデジタル信号ｂとを乗
算すると乗算出力信号ｄのスペクトルは離散化正
弦波信号ｃとデジタル信号ｂとのたたみ込み積分
となり、デジタル乗算器２６からの出力ｄのスペ
クトルは第５図ｄの実線に示す如くになる。

デジタル乗算器２６からの出力ｄをデジタルロ
ーパスフイルタ２１に通したとき、ローパスフイ
ルタ２１からの出力ｅのスペクトルは第５図ｅに
示す如くになる。ローパスフイルタ２１からの出
力ｅをデジタル帯域除去フイルタ２２に通したと
き、デジタル帯域除去フイルタ２２からの出力ｆ
のスペクトルは第５図ｆに示す如くになる。な
お、第５図ｄにおいて破線はデジタルローパスフ
イルタ２１の特性を示している。デジタル帯域除
去フイルタ２２からの出力ｆと離散化正弦波信号
ｃとを乗算したときのデジタル乗算器２７からの
出力ｇのスペクトルは第５図ｇの実線に示す如く
である。この信号をデジタルローパスフイルタ２
３に通すと、デジタルローパスフイルタ２３から
の出力ｈのスペクトルは第５図ｈに示す如くであ
る。第５図ｇにおいて破線はデジタルローパスフ
イルタ２３の特性を示している。

デジタルローパスフイルタ２３からの出力ｈを
アナログ信号に変換して、アナログローパスフイ
ルタ２５を通すと、アナログローパスフイルタ２
５からの出力ｉのスペクトルは第５図ｉに示す如
くであり、入力信号ａに所定の帯域除去がなされ
た信号ｉが得られる。

第４図ｂのデジタル乗算器２６および２７の出
力ｄおよびｇのスペクトル図から明らかな如く、
デジタルローパスフイルタ２１および２３が機能
するためには入力信号の帯域幅はF_s／４より狭く
することが必要条件であり、この範囲内で帯域幅
が広ければ広い程、デジタルローパスフイルタ２
１，２３には急崚な遮断特性が要求されることに
なる。

この発明は上記した問題点を解決し、比較的小
規模の回路構成でありながら、中心周波数の変更
を円滑にすることができるデジタル帯域除去フイ
ルタを提供することを目的とする。

（目的を達成するための手段） この発明は上記の目的を達成するために次の如
く構成した。

この発明のデジタル帯域除去フイルタは、入力
信号を周波数sのサンプリングパルスによつてサ
ンプリングしてＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記Ａ／Ｄ変換器からの出力と周波数s／ｐ（ｐ
は自然数）の第１の離散化正弦波信号とを乗算す
る第１のデジタル乗算器と、第１のデジタル乗算
器からの出力を入力信号とし、かつ該入力信号と
第１の離散化正弦波信号との和の信号の周波数で
遮断する第１のデジタルローパスフイルタと、第
１のデジタルローパスフイルタからの出力を入力
とし、かつ帯域除去特性の中心周波数を周波数０
に等価的にシフトしたときの高域側の特性を有す
る第１のデジタルハイパスフイルタと、第１のデ
ジタルハイパスフイルタからの出力と前記第１の
離散化正弦波信号とを乗算する第３のデジタル乗
算器と、第１の離散化正弦波信号と互いに直交す
る第２の離散化正弦波信号と前記Ａ／Ｄ変換器か
らの出力と乗算する第２のデジタル乗算器と、第
２のデジタル乗算器からの出力を入力信号とし、
かつ該入力信号と第２の離散化正弦波信号との和
の信号の周波数で遮断する第２のデジタルローパ
スフイルタと、第２のデジタルローパスフイルタ
からの出力を入力とし、かつ帯域除去特性の中心
周波数を周波数０に等価的にシフトしたときの高
域側の特性を有する第２のデジタルハイパスフイ
ルタと、第２のデジタルハイパスフイルタからの
出力と前記第２の離散化正弦波信号とを乗算する
第４のデジタル乗算器と、前記第３のデジタル乗
算器からの出力信号と前記第４のデジタル乗算器
からの出力信号とを加算するデジタル加算器と、
前記デジタル加算器からの出力デジタル信号を
Ｄ／Ａ変換するＤ／Ａ変換器とを備え、前記Ｄ／
Ａ変換器からアナログ信号出力を得るようにし
た。

さらに第１のおよび第２の離散化正弦波信号の
周波数を変化させてデジタル帯域除去フイルタの
中心周波数を可変させる。

（作用） この発明のデジタル帯域除去フイルタにおい
て、Ａ／Ｄ変換器からの出力デジタル信号は第１
および第２の離散化正弦波信号とそれぞれ乗算さ
れ、乗算出力は第１および第２のデジタルローパ
スフイルタ、第１および第２のデジタルローパス
フイルタに夫々各別に縦属接続された第１および
第２のデジタルハイパスフイルタを通過させられ
る。したがつて、乗算出力はＡ／Ｄ変換器からの
出力デジタル信号と、第１および第２の離散化正
弦波信号との和、差信号であり、第１および第２
のデジタルローパスフイルタにより差信号のみが
取り出され、さらに、第１および第２のデジタル
ハイパスフイルタを通ることによつて帯域制限さ
れる。第１および第２のデジタルハイパスフイル
タからの出力デジタル信号と、第１および第２の
離散化正弦波信号とが乗算された結果、第３およ
び第４のデジタル乗算器からの出力は前記の乗
算、すなわち第１および第２のデジタル乗算器に
よる乗算の場合と逆方向に、周波数スペクトラム
が再シフトされる。また、第１および第２離散化
正弦波信号は互に直交しており、かつ周波数は同
一であるため、加算により不要なスペクトル成分
は打消されることになり、Ｄ／Ａ変換することに
よつて入力アナログ信号の所望帯域除去した出力
アナログ信号が得られる。

さらにまた、帯域除去フイルタの中心周波数は
第１および第２の離散化正弦波の周波数を変更す
ることによつて、乗算による周波数スペクトラム
のシフト量が変化し、帯域除去フイルタの中心周
波数が変化させられる。

（実施例） 以下、本発明を実施例により説明する。

第１図ａは本発明の一実施例の構成を示すブロ
ツク図である。

バンドパスフイルタ１を通つた入力信号a₁を
Ａ／Ｄ変換器２でデジタル信号b₁に変換し、デジ
タル信号b₁を第１のデジタル乗算器３_Aに供給し
離散化正弦波信号源７から出力された離散化正弦
波信号c₁と乗算し、デジタル信号b₁を第２のデジ
タル乗算器３_Bに供給し離散化余弦波信号d₁と乗
算する。離散化正弦波信号c₁の周波数、位相は、
離散化余弦波信号d₁の周波数、位相と同一に設定
してある。

第１のデジタル乗算器３_Aからの出力e₁は第１
のデジタルローパスフイルタ４_Aに供給し、第１
のデジタルローパスフイルタ４_Aからの出力g₁は
第１のデジタルハイパスフイルタ５_Aに供給し、
第１のデジタルハイパスフイルタ５_Aからの出力
i₁に離散化正弦波信号c₁を第３のデジタル乗算器
３_Cで乗算する。第２のデジタル乗算器３_Bからの
出力f₁は第２のデジタルローパスフイルタ４_Bに
供給し、第２のデジタルローパスフイルタ４_Bの
出力h₁は第２のデジタルハイパスフイルタ５_Bに
供給し、第２のデジタルハイパスフイルタ５_Bか
らの出力j₁に離散化余弦波信号d₁を第４のデジタ
ル乗算器３_Dで乗算する。なお、第１および第２
のハイパスフイルタはそれぞれ実現するべき帯域
除去フイルタ特性と関係づけられた特性を有す
る。

離散化正弦波信号源７および離散化余弦波信号
源８は第１図ｂに示す如く、予め正弦波信号の離
散化関数値をデータとして記憶してあるメモリ１
２とメモリ１２のアドレス指定を行なうアドレス
コントローラ１１とを備えており、離散化正弦波
信号源７におけるアドレス指定と離散化余弦波信
号源８におけるアドレス指定とは同期して指定さ
れ、かつ互いにπ／２ラジアン相当分ずれて指定
される。

第３および第４のデジタル乗算器３_Cおよび３_D
からの出力k₁およびl₁はデジタル加算器６で加算
し、デジタル加算器６からの出力m₁はＤ／Ａ変
換器９に供給してアドレス信号に変換し、変換さ
れたアナログ信号をアナログローパスフイルタ１
０に供給して、アナログ信号出力n₁を得る。

上記の如く構成された本発明の一実施例の作用
について説明する。

SSBやAMなどの例えば受信中間周波数信号は
アナログバンドパスフイルタ１によつて所定の帯
域制限（サンプリング周波数F_sの1/2以下）が加
えられ、Ａ／Ｄ変換器２でサンプリング周波数F_s
（入力アナログ信号の中心周波数の４倍）にてサ
ンプリングされ、かつ量子化されて第２図ｂに示
すスペクトルのデジタル信号b₁に変換される。第
２図ａはアナログバンドパルスフイルタ１を通つ
たアナログ信号a₁のスペクトルを示している。な
お、第２図において縦軸は複素振幅を、横軸は周
波数を示している。

離散化正弦波信号c₁のスペクトルは第２図ｃに
示す如くであり、離散化余弦波信号d₁のスペクト
ルは第２図ｄに示す如くである。

デジタル信号b₁と、所定周波数2πF_s／ｐ（ｐは
自然数）の離散化正弦波信号c₁（sin2πF_s／ｐ＋
）とが乗算され、第１のデジタル乗算器３_Aか
らの出力e₁のスペクトルは第２図ｅの実線で示す
如くである。またデジタル信号b₁と離散化正弦波
信号c₁と直交する離散化正弦波信号sin（2πF_s／ｐ
＋＋π／２）すなわち離散化余弦波信号d₁（cos
（2πF_s／ｐ＋）とが乗算され、第２のデジタル
乗算器３_Bからの出力信号f₁のスペクトルは第２
図ｆの実線で示す如くである。

なお、第２図ｅおよびｆにおいて破線は第１お
よび第２のデジタルローパスフイルタ４_Aおよび
４_Bの特性を示す。また第１のデジタル乗算器３_A
からの出力信号e₁はデジタル信号b₁と離散化正弦
波信号c₁との和および差信号とからなつており、
この内の差信号が第１のデジタルローパスフイル
タ４_Aで取り出され、同様に第２のデジタル乗算
器３_Bからの出力信号f₁はデジタル信号b₁と離散
化余弦波信号d₁との和および差信号とからなつて
おり、この内の差信号が第２のデジタルローパス
フイルタ４_Bから取り出される。第１のローパス
フイルタ４_Aからの出力信号g₁のスペクトルは第
２図ｇに、第２のローパスフイルタ４_Bからの出
力信号h₁のスペクトルは第２図ｈに示す如くであ
る。

第１のデジタルローパスフイルタ４_Aからの出
力信号g₁は、所望の帯域除去特性と対応する特性
を有する第１のデジタルハイパスフイルタ５_Aに
供給され、第１のデジタルハイパスフイルタ５_A
からの出力信号i₁のスペクトルは第２図ｉに示す
如くになる。また、第２のデジタルローパスフイ
ルタ４_Bからの出力信号h₁は、所望の帯域除去特
性と対応する特性を有する第２のデジタルハイパ
スフイルタ５_Bに供給され、第２のデジタルハイ
パスフイルタ５_Bからの出力信号j₁のスペクトル
は第２図ｊに示す如くになる。

第１のハイパスフイルタ５_Aからの出力信号i₁
と離散化正弦波信号e₁とが乗算され、第３のデジ
タル乗算器３_Cからの出力信号k₁のスペクトルは
第２図ｋに示す如くになり、第２のハイパスフイ
ルタ５_Bからの出力信号j₁と離散化余弦波信号d₁
とが乗算され、第４のデジタル乗算器３_Dからの
出力信号l₁は第２図ｌに示す如くになつて、サン
プリング時の周波数スペクトル位置に再びシフト
される。

さらに第３および第４のデジタル乗算器３_Cお
よび３_Dからの出力信号k₁およびl₁はデジタル加
算器６により加算されて、互に逆位相である不要
信号成分が相殺されて（スペクトルの重複成分が
除去されて）、デジタル加算器６からの出力信号
m₁のスペクトルは第２図ｍに示す如くになり、
Ｄ／Ａ変換器９とそれに続くアナログローパスフ
イルタ１０を通して出力が取り出される。

上記した信号スペクトルの変化の過程で、着目
するべきことは第２図ｅおよびｆにおいて破線で
示す如く、必要な第１および第２のローパスフイ
ルタ４_Aおよび４_Bの特性が従来技術の場合のもの
と比較して遮断特性が緩和されることがある。こ
の理由は第２図ｅ，ｆから明らかなように、第１
および第２のデジタルローパスフイルタ４_Aおよ
び４_Bが機能するためには入力信号の帯域はせい
ぜいF_s／２に制限されればよいためである。ちな
みに従来技術で示した例では、この帯域制限条件
は前述の如くF_s／４であつた。

なお、離散化正弦波信号、離散化余弦波信号の
発生手段としては、第１図ｂに示す如く、正弦波
信号の１周期、1/2周期または1/4周期の振幅デー
タを予めメモリ１２に格納しておき、メモリ１２
のアドレスをアドレスコントローラ１１にて指定
するよう構成することができる。

さらにまた、第１および第２のハイパスフイル
タ５_Aおよび５_Bの特性は実現したい帯域除去特性
と関係ずけて定める必要がある。この関係は第３
図に示す如く、第３図ａ、第３図ｃの帯域除去特
性を得たいときは、それぞれ第３図ａ，ｃの中心
周波数を境にしたときの第３図ａ，ｃにおける右
半分の特性（第３図ｂ，ｄ）となるようにする。

（発明の効果） 以上説明した如くこの発明によれば、帯域除去
フイルタの中心周波数を可変させる場合におい
て、必要とするメモリ容量は第４図ａに示す方式
の従来技術に比較してきわめて少なくすることが
できる。仮にサンプリング周波数を50kHzとし、
20Hz間隔で中心周波数を変化させる場合であつ
て、かつメモリに正弦波振幅データを1/4周期に
わたつて記憶させるものとすれば、50000÷20÷
４＝625ワードのメモリを必要とすることになる。
またこの方式では信号帯域の大きさにメモリ容量
が影響されない。ちなみに第４図ａに示した従来
例では6kHzの帯域で1800ワードを必要とした。

また、デジタル帯域除去フイルタを夫々デジタ
ルローパスフイルタとデジタルハイパスフイルタ
とを縦属接続して構成できるため、デジタル帯域
除去フイルタの構成も容易になる。また、フイル
タ特性の切替えは離散化正弦波信号および余弦波
信号の周波数の変化で容易に行なえて、第４図ａ
に示す方式の従来例の如く多くのデジタルフイル
タを用意して切替えるのに比較して、この発明に
よればフイルタ特性の切替は円滑に行なえ、かつ
切替え時にノイズを発生することはない。さらに
多くのデジタルフイルタを必要としないため回路
規模は小さくすることができる。

さらにまた、第４図ｂに示す従来例の場合に比
較して、入力信号の帯域制限条件がF_s／４から
F_s／２に緩和され、同時にデジタルローパスフイ
ルタの遮断特性もそれ程急崚な特性を必要としな
いので、回路規模も比較的小さくできる。

【図面の簡単な説明】

第１図ａはこの発明の一実施例の構成を示すブ
ロツク図。第１図ｂは離散化正弦（余弦）波信号
弦の構成を示すブロツク図。第２図はこの発明の
一実施例における各信号のスペクトル遷移図。第
３図ａおよびｃはこの発明によつて実現する帯域
除去フイルタ特性の一例を示す特性図。第３図ｂ
およびｄは第３図ａおよびｂの特性に対応して、
デジタルハイパスフイルタに持たせるべき振幅周
波数特性図。第４図ａおよびｂは従来例を示すブ
ロツク図。第５図は第４図ｂに示した従来例にお
ける各信号のスペクトル遷移図。 １……アナログバンドパスフイルタ、２……
Ａ／Ｄ変換器、３_A〜３_D……第１〜第４の乗算
器、４_Aおよび４_B……第１および第２のデジタル
ローパスフイルタ、５_Aおよび５_B……第１および
第２のデジタルハイパスフイルタ、６……デジタ
ル加算器、７……離散化正弦波信号源、８……離
散化余弦波信号源、９……Ｄ／Ａ変換器、１０…
…アナログローパスフイルタ、１１……アドレス
コントローラ、１２……メモリ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 入力信号を周波数sのサンプリングパルスに
   よつてサンプリングしてＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変
   換器と、前記Ａ／Ｄ変換器からの出力と周波数
   s／ｐ（ｐは自然数）の第１の離散化正弦波信号
   とを乗算する第１のデジタル乗算器と、第１のデ
   ジタル乗算器からの出力を入力信号とし、かつ該
   入力信号と第１の離散化正弦波信号との和の信号
   の周波数で遮断する第１のデジタルローパスフイ
   ルタと、第１のデジタルローパスフイルタからの
   出力を入力とし、かつ帯域除去特性の中心周波数
   を周波数０に等価的にシフトしたときの高域側の
   特性を有する第１のデジタルハイパスフイルタ
   と、第１のデジタルハイパスフイルタからの出力
   と前記第１の離散化正弦波信号とを乗算する第３
   のデジタル乗算器と、第１の離散化正弦波信号と
   互いに直交する第２の離散化正弦波信号と前記
   Ａ／Ｄ変換器からの出力と乗算する第２のデジタ
   ル乗算器と、第２のデジタル乗算器からの出力を
   入力信号とし、かつ該入力信号と第２の離散化正
   弦波信号との和の信号の周波数で遮断する第２の
   デジタルローパスフイルタと、第２のデジタルロ
   ーパスフイルタからの出力を入力とし、かつ帯域
   除去特性の中心周波数を周波数０に等価的にシフ
   トしたときの高域側の特性を有する第２のデジタ
   ルハイパスフイルタと、第２のデジタルハイパス
   フイルタからの出力と前記第２の離散化正弦波信
   号とを乗算する第４のデジタル乗算器と、前記第
   ３のデジタル乗算器からの出力信号と前記第４の
   デジタル乗算器からの出力信号とを加算するデジ
   タル加算器と、前記デジタル加算器からの出力デ
   ジタル信号をＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換器とを備
   え、前記Ｄ／Ａ変換器からアナログ信号出力を得
   るようにしたことを特徴とするデジタル帯域除去
   フイルタ。 ２ 第１および第２の離散化正弦波信号の周波数
   を変化させることにより帯域除去フイルタの中心
   周波数を変化させることを特徴とする請求項１記
   載のデジタル帯域除去フイルタ。