JPH01248708A - デジタル帯域除去フイルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） この発明は無線受信機等の受信機に用いて好適なデジタ
ル帯域除去フィルタに関し、さらに詳言すればアナログ
信号を〜Φ変換してデジタル信号に変換し、デジタル信
号処理によシフィルタや復調器の機能を持たせる場合に
使用して、好適なデジタル帯域除去フィルタに関する。

（従来の技術） たとえば無線受信機においてＡＭ信号や、ＳＳＢ信号を
受信する際、妨害波たとえばＡ　Ｍ−？　ＳＳＢ信号の
受信帯域内ＫＣＷ信号等が混入する場合があり、この混
入したＣＷ傷信号を除去して受信感度を上げるためＫＪ
ｄ急峻な帯域除去フィルタを挿入する必要がある。

かかる場合、従来は第４図（ａ）まえは第４図（ｂ）Ｋ
示す如く構成している。

第４図（、）に示す場合は、中心周波数の異なる多数の
フィルタ特性に対するフィルタ係数を予めメモリ１５に
格納して、格納フィルタ係数を適宜選択切替えて所望の
特性を有するデジタル帯域除去フィルタ１６に供給する
ことＫよ多帯域除去フィルタ１６の中心周波数を可変す
るようにしてい友。

なお、第４図（ａ）において１３はアナログノ々ンドノ
母スフイルタを、１４はヤ■変換器を、１７はＤ／Ａ変
換器を、１８はアナログロー／？スフイルタを示してい
る。

第４図（ｂ）に示す場合は、入力デジタル信号すと適当
な周波数を持つ離散化正弦波信号ＣＣ＊２πＦｔｔ　／
ｐ＋９（ｐ＝自然数）〕とをデジタル乗算器２６で乗算
して、デジタル信号すと離散化正弦波信号Ｃとの和、差
信号を発生させ、このうち和信号スペクトルをデジタル
ローパスフィルタ２１によって除去し、差信号・のみを
取り出すことによって入力信号スペクトルをシフトする
。次に、所望の特性を有するデジタル帯域除去フィルタ
２２に通過させた後、再びデジタル乗算器２７にてデジ
タル帯域除去フィルタ２２から出力されるデジタル信号
ｆと離散化正弦波信号Ｃと乗算して、デジタル信号ｆの
スペクトルをシフトさせて入力デジタル信号すのスペク
トルに戻す方式である。なお、第４図（ｂ）において、
１９はアナログ・々ンドパスフィルタを、２０はルΦ変
換器を、２３はデジタルロー、ｐ４スフイルタを、２４
はＩＭＡ変換器を、２５はアナログローフ９スフイルタ
を、２８は離散化正弦波信号発生源である。さらＫＦ８
はサンプリング周波数を示す。

（発明が解決しようとする課題） 上記した第４図（、）に示す従来例によると、帯域除去
フィルタの中心周波数の変化幅を小さくし、かつ中心周
波数の可変ステップ数を増大させると、これに伴ない用
意するべきデジタルフィルタ係数の数が増大し、膨大な
容量を有するメモリを必要とする問題点があった。たと
えば６　ｋＨｚ帯域幅を中心周波数２０Ｈｚでカバーす
る場合で１つのフィルタ特性当〕デジタルフィルタ係数
が６個必要であったとすれば、メモリ容量は１８００（
６０００÷２０Ｘ６）ワーＶにもなる。

さらにまた、一般に１つの中心周波数特性に対応するデ
ジタルフィルタ係数をｌサンプル周期内に切替えること
が困難であ〕、デジタルフィルタ係数を切換える際のノ
イズ発生が避けられないという問題点もある。

ま要用４図（ｂ）Ｋ示す従来例によると、離散化正弦波
信号の周波数を適当に変化させることによシデジタル帯
域除去フィルタの中心周波数を可変することができ、デ
ジタル帯域除去フィルタの中心周波数をシフトさせたの
と等価な動作ができる。

この方式によれば第４図（ａ）　Ｋ示した方式に比較し
て特性の切換えを連続的にすることも可能であシ、ノイ
ズが発生せず、かつメモリ容量もさ程必要としないとい
う長所がある。しかし、ＷＪ４図（ｂ）の方式によれば
必要不可欠な構成要素であるデジタルローＩＪＩスフイ
ルタ（２１）に、極めて急峻な遮断特性が必要となるた
め回路規模が大きくなるという問題点があった。この理
由は次に示す如くである。

まず、第４図（ｂ）に示す従来例の作用をよシ詳細に説
明する。第４図（ｂ）　Ｋ示した各信号処理過程におけ
るスペクトル変化の様子は第５図に示す如くである。第
５図において縦軸は複素振幅を示している。第５図（ａ
）はアナ四グ入力信号ａのスペクトルを示す。入力信号
１の中心周波数の４倍の周波数をサンプリング周波数と
して入力信号ａをサンプリングするものとすると、ν勺
変換器２０から出力される離散化信号すのス４クトルは
第５図（ｂ）に示す如くＦｓ／４おきに入力信号息のス
ペクトルが等間隔で配列するようになる。次に離散化正
弦波信号源２８から第５図（Ｃ）に示すス４クトルの離
散化正弦波信号Ｃ（周波数３７８Ｆ、）を発生せしめる
。この離散化正弦波Ｃとデジタル信号すとを乗算すると
乗算出力信号ｄのスペクトルは離散化正弦波信号Ｃとデ
ジタル信号すとのたたみ込み積分となυ、デジタル乗算
器２６からの出力ｄのスペクトルは第５図（ｄ）の実線
に示す如くになる。

デジタル乗算器２６からの出力ｄをデジタル加算器やス
フィルタ２１に通したとき、ローパスフィルタ２１から
の出力ｅのスペクトルは第５図（、）に示ス如くになる
。ローｉＪ？スフイルタ２１からの出力ｅをデジタル帯
域除去フィルタ２２に通したとき、デジタル帯域除去フ
ィルタ２２からの出力ｆのスペクトルは第５図（ｆ）に
示す如くになる。なお、第５図（ｄ）において破線はデ
ジタルローパスフィルタ２１の特性を示している。デジ
タル帯域除去フィルタ２２からの出力ｆと離散化正弦波
信号Ｃとを乗算したときのデジタル乗算器２７からの出
力ｇのスペクトルは第５図（ｇ）の実線に示す如くであ
る。この信号をデジタルローパスフィルタ２３に通すと
、デジタルロー・ぐスフィルタ２３からの出力りのスペ
クトルは第５図（ｈ）に示す如くである。

第５図（ｇ）において破線はデジタルローフ４スフイル
タ２３の特性を示している。

デジタルローフ９スフイルタ２３からの出力りをアナロ
グ信号に変換して、アナログローパスフィルタ２５を通
すと、アナログ信号ノやスフィルタ２５からの出力量の
スペクトルは第５図（１）に示す如くであり、入力信号
１に所定の帯域除去がなされた信号ｌが得られる。

第４図（ｂ）のデジタル乗算器２６および２７の出力ｄ
およびｇのスペクトル図から明らかな如く、デジタル加
算器ヤスフィルタ２１および２３が機能するためには入
力信号の帯域幅はＦ　Ｂ／４よシ狭くすることが必要条
件でｈｂ、この範囲内で帯域幅が広ければ広い程、デジ
タルローパスフィルタ２１゜２３には急峻な遮断特性が
要求されることになる。

この発明は上記した問題点を解決し、比較的小規模の回
路構成であシながら、中心周波数の変更を円滑にするこ
とができるデジタル帯域除去フィルタを提供することを
目的とする。

（目的を達成するための手段） この発明は上記の目的を達成するために次の如く構成し
た。

この発明のデジタル帯域除去フィルタは、〜勺変換器と
、前記〜Φ変換器からの出力デジタル信号と第１の離散
化正弦波信号とを乗算する第１のデジタル乗算器と、前
記第１のデジタル乗算器からの出力デジタル信号を入力
とする第１のデジタルパント°ノ母スフィルタと、前記
第１のデジタルバンド／’Ｐスフイルタからの出力デジ
タル信号と前記第１の離散化正弦波信号とを乗算する第
３のデジタル乗算器と、前記第１の離散化正弦波信号と
互に直交し、かつ周波数が同一の第２の離散化正弦波信
号と前記ν１変換器からの出力デジタル信号とを乗算す
る第２のデジタル乗算器と、前記第１のデジタルバンド
パスフィルタと同一特性を有し、かつ前記第２のデジタ
ル乗算器からの出力デジタル信号を入力とする第２のデ
ジタルバンドパスフィルタと、前記第２の離散化正弦波
信号と前記第２のデジタルバンドパスフィルタからの出
力デ・ゾタル信号を乗算する第４のデジタル乗算器と、
前記第３のデジタル乗算器からの出力デジタル信号と前
記第４のデジタル乗算器からの出力デジタル信号とを加
算するデジタル加算器と、前記デジタル加算器からの出
力デジタル信号をＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換器とを備え
、前記Ｄ／Ａ変換器からアナログ信号出力を得るように
した。

また、前記第１および第２のデジタルバンドパスフィル
タは、デジタルローパスフィルタとデジタルローパスフ
ィルタの縦続接続で構成してもよい。

さらに第１のおよび第２の離散化正弦波信号の周波数を
変化させてデジタル帯域除去フィルタの中心周波数を可
変させる。

（作用） この発明のデジタル帯域除去フィルタにおいて、Ｎ０変
換器からの出力デジタル信号は第１および第２の離散化
正弦波信号とそれぞれ乗算され、乗算出力は第１および
第２のデジタルバンドパスフィルタを通過させられる。

したがって、乗算出力はν１変換器からの出力デジタル
信号と、第１および第２の離散化正弦波信号との和、差
信号であシ、第１および第２のデジタルバンドパスフィ
ルタのローノ等スフイルタ側により差信号のみが取り出
され、さらに、第１および第２のデジタルバンドパスフ
ィルタのハイノやスフイルタ側を通ることによって帯域
制限される。第１および第２のパンＶパスフィルタから
の出力デジタル信号と、第１および第２の離散化正弦波
信号とが乗算された結果、第３および第４のデジタル乗
算器からの出力は前記の乗算、すなわち第１および第２
のデジタル乗算器による乗算の場合と逆方向に、周波数
スペクトラムが再シフトされる。また、第１および第２
離散化正弦波信号は互に直交しておシ、かつ周波数は同
一であるため、加算によル不要な一スペクトル成分が打
消されることＫなり、ｌ１７Ａ変換することによって入
力アナログ信号の所望帯域除去した出力アナログ信号が
得られる。

また、第１および第２のデジタルバンド１４スフイルタ
はデジタルバイパスフィルタとデジタルハイノ４スフイ
ルタとを縦続接続したもので構成しても同様に作用する
。

さらにまた、帯域除去フィルタの中心周波数は第１およ
び第２の離散化正弦波の周波数を変更することによって
、乗算による周波数スペクトラムのシフト量が変化し、
帯域線、去フィルタの中心周波数が変化させられる。

（実施例） 以下、本発明を実施例によシ説明する。

第１図（ａ）＃ｉ本発明の一実施例の構成を示すブロッ
ク図である。

パントノ母スフィルタ１を通つ九人力信号ａ、をヤΦ変
撲器２でデジタル信号す、に変換し、デジタル信号す、
を第１のデジタル乗算器３□に供給し離散化正弦波信号
源７から出力された離散化正弦波信号Ｃ４と乗算し、デ
ジタル信号す、を第２のデジタル乗算器３．に供給し離
散化余弦波信号ｄ１と乗算する。離散化正弦波信号ｃ１
の周波数、位相は、離散化余弦波信号ｄｉの周波数、位
相と同一に設定しである。

第１のデジタル乗算器３Ａからの出力ｅ、は第１のデジ
タル加算器やスフイルタ４□に供給し、第１のデジタル
バイパスフィルタ４　からの出力ｇ。

ム は第１のデジタルハイ／４’スフイルタ５□に供給し、
第１のデジタルバイパスフィルタ５□からの出力１１に
離散化正弦波信号Ｃ１を第３のデジタル乗算器３ｃで乗
算する。第２のデジタル乗算器３．からの出力ｆ１は第
２のデジタル加算器やスフィルタ４Ｂに供給し、第２の
デジタルバイパスフィルタ４、の出力り、は第２のデジ
タルハイノ４スフイルタ５Ｂに供給し、第２のデジタル
バイパスフィルタ５ｍからの出力Ｊ、に離散化余弦波信
号ｄ、を第４のデジタル乗算器３　で乗算する。なお、
第ｌおよび第２のハイＡ？スフイルタはそれぞれ実現す
るべき帯域除去フィルタ特性と関係づけられた特性を有
する。

離散化正弦波信号源７および離散化余弦波信号源８は第
１図（ｂ）に示す如く、予め正弦波信号の離散化関数値
をデータとして記憶しであるメモリ１２とメモリ１２の
アドレス指定を行なうアドレスコントローラ１１とを備
えておシ、離散化正弦波信号源７におけるアドレス指定
と離散化余弦波信号源８におけるアドレス指定とは同期
して指定され、かつ互にＶ２ラジアン相当分ずれて指定
される。

第３および第４のデジタル乗算器３ｃおよび３Ｄからの
出力に、およびｔ、はデジタル加算器６で加算し、デジ
タル加算器６からの出力ｍ、はＤ／Ａ変換器９に供給し
てアナログ信号に変換し、変換されたアナログ信号をア
ナログローパスフィルタ１０に供給して、アナログ信号
出力ｎ、を得る。

上記の如く構成された本発明の一実施例の作用について
説明する。

５ＳＢ−？　Ａ　Ｍなどの例えば受信中間周波数信号は
アナログバンドＡ？スフイルタ１によって所定の帯域制
限（サンプリング周波数Ｆ８の１７２以下）が加えられ
、〜生変換器２でサンプリング周波数Ｆ８（入力アナロ
グ信号の中心周波数の４倍）にてすンプリングされ、か
つ量子化されて第２図（ｂ）に示すスペクトルのデジタ
ル信号す、に変換される。

第２図（ａ）はアナログパントノ！スフイルタｌを通っ
たアナログ信号ａ、のスペクトルを示している。

なお、第２図において縦軸は複素振幅を、横軸は周波数
を示している。

離散化正弦波信号Ｃ１のスペクトルは第２図（Ｃ）に示
す如くであシ、離散化余弦波信号ｄ、のスペクトルは第
２図（ｄ）に示す如くである。

デジタル信号ｂ１　と、所定周波数２πＦ、／Ｐ（Ｐは
自然数）の離散化正弦波信号Ｃ４（ｔｈ２πＦ、、／ｐ
＋ψ）とが乗算され、第１のデジタル乗算器３Ａからの
出力ｅ１のスペクトルは第２図（、）の実線で示す如く
である。またデジタル信号す、と離散化正弦波信号ｃ１
　と直交する離散化正弦波信号ｔｈ（２πＦ　ｌｌ／ｐ
＋ψ＋π／２）すなわち離散化余弦波信号ｄ、（ｃｍ２
πＦ８／ｐ＋ψ）とが乗算され、第２のデジタル乗算器
３．からの出力信号ｆ、のスペクトルは第２図（ｆ）の
実線で示す如くである。

なお、第２図（・）および（ｆ）において破線は第１お
よび第２のデジタルローパスフィルタ４Ａおよび４Ｂの
特性を示す。また第１のデジタル乗算器３Ａからの出力
信号ｅ、はデジタル信号ｂ１　と離散化正弦波信号Ｃ４
との和および差信号とからなっておシ、この内の差信号
が第１のデジタルローパスフィルタ４Ａで取シ出され、
同様に第２のデジタル乗算器３Ｂ　からの出力信号ｆ、
はデジタル信号す。

と離散化余弦波信号ｄ１　　との和および差信号とから
なってお）、この内の差信号が第２のデジタル加算器ぐ
スフィルタ４．から取シ出される。第１のロー／４スフ
イルタ４　からの出力信号ｇ１　　のス（ム クトルは第２図（ｇ）に、第２のロー・やスフィルタ４
゜からの出力信号り、のスペクトルは第２図（ｈ）に示
す如くである。

第１のデジタルローパスフィルタ４Ａからの出力信号ｇ
１は、所望の帯域除去特性と対応する特性を有する第１
のデジタルバイパスフィルタ５□に供給され、第１のデ
ジタルバイパスフィルタ５Ａからの出力信号ｌ、のスペ
クトルは第２図（１）に示す如くになる。また、第２の
デジタルローフ９スフイルタ４　からの出力信号り、Ｆ
ｉ、所望の帯域除告時性と対応する特性を有する第２の
デジタルノ・イノ！スフイルタ５．に供給され、第２の
デジタルバイパスフィルタ５　からの出力信号ｊ、のス
ペクトルは第２図（ｊ）に示す如くになる。

第１のハイノ母スフイルタ５Ａからの出力信号ｌ。

と離散化正弦波信号Ｃ１とが乗算され、第３のデジタル
乗算器３ｃからの出力信号に、のス（クトルは第２図（
ｋ）に示す如くになシ、第２のハイ・ｆスフィルタ５Ｂ
からの出力信号ｊ、と離散化余弦波信号ｄ１　とが乗算
され、第４のデジタル乗算器３Ｄからの出力信号ｔ１は
第２図Ｃ１）に示す如くになって、サンプリング時の周
波数スイクトル位置に再びシフトされる。

さらに第３および第４のデジタル乗算器３ｃおよび３Ｄ
からの出力信号に１およびｔｌはデジタル加算器６によ
シ加算されて、互に逆位相である不要信号成分が相殺さ
れて（スペクトルの重複成分が除去されて）、デジタル
加算器６からの出力信号ｍ、のスペクトルは第２図（Ｉ
Ｔ＋）＆’Ｃ示す如くになシ、Ｄ／Ａ変換器９とそれに
続くアナログローフ４スフイルタ１０を通して出力が取
シ出される。

上記した信号スペクトルの変化の過程で１着目するべき
ことは第２図（、）および（ｆ）において破線で示す如
く、必要な第１および第２のローパスフィルタ４Ａおよ
び４Ｂの特性が従来技術の場合のものと比較して遮断特
性が緩和されることがある。

この理由は第２図（ａ）　＃　（ｆ）から明らかなよう
に、第１および第２のデジタルローパスフィルタ４Ａお
よび４Ｂが機能するためには入力信号の帯域はせいぜい
Ｆｉ２に制限されればよいためである。ちなみに従来技
術で示した例では、この帯域制限条件は前述の如（Ｆ、
／４であった。

なお、離散化正弦波信号、離散化余弦波信号の発生手段
としては、第１図（ｂ）に示す如く、正弦波信号の１周
期、１７２周期または１／４周期の振幅データを予めメ
モリ１２に格納しておき、メモリ１２のアドレスをアド
レスコントローラ１１にて指定するよう構成することが
できる。

さらＫまた、第１および第２のハイ・母スフイルタ５□
および５１の特性は実現したい帯域除去特性と関係ずけ
て定める必要がある。この関係は第３図に示す如く、第
３図（、）、第３図（ｃ）の帯域除去特性を得たいとき
は、それぞれ第３図（ａ）　、　（Ｃ）の中心周波数を
境にしたときの第３図（ａ）　、　（ｅ）　Ｋおける右
半分の特性（第３図（ｂ）　、　（ａ））＆　ｍるよう
にする。

（発明の効果） 以上説明した如くこの発明によれば、帯域除去フィルタ
の中心周波数を可変させる場合において、必要とするメ
モリ容量は第４図（ａ）に示す方式の従来技術に比較し
てきわめて少なくすることができる。仮にサンプリング
周波数を５０　ｋＨｚとし、２０Ｈｚ間隔で中心周波数
を変化させる場合であって、かつメモリに正弦波振幅デ
ータをｌ／４周期にわたって記憶させるものとすれば、
５０００÷２０÷４＝６２５ワードのメモリを必要とす
ることになる。またこの方式では信号帯域の大きさにメ
そり容量が影響されない。ちなみに第４図（ａ）に示し
た従来例では６　ｋＨｚの帯域で１８０００ワードを必
要とした。

また、第１および第２のデジタルパンレノやスフィルタ
を、それぞれデジタルローパスフィルタとデジタルＩ・
イ・ぐスフイルタとを縦続接続して構成できる丸め、第
１および第２のデジタルノ々ンｐｉ＋スフイルタの構成
も容易となる。

また、フィルタ特性の切替えは離散化正弦波信号および
余弦波信号の一波数の変化で容易に行なえて、第４図（
、）に示す方式の従来例の如く多くのデジタルフィルタ
を用意して切替えるのに比較して、この発明によればフ
ィルタ特性の切替は円滑に行なえ、かつ切替え時にノイ
ズを発生することはない。さらに多くのデジタルフィル
タを必要としないため回路規模は小さくすることができ
る。

さらにまた、第４図（ｂ）に示す従来例の場合に比較し
て、入力信号の帯域制限条件がＦ８／４からＦＢ／２に
緩和され、同時にデジタルローフ９スフイルタの遮断特
性もそれ程急峻な特性を必要としないので１回路規模も
比較的小さくできる。

【図面の簡単な説明】

第１図（ａ）はこの発明の一実施例の構成を示すブロッ
ク図。 第１図（ｂ）は離散化正弦（余弦）波信号源の構成を示
すブロック図。 第２図はこの発明の一実施例における各信号のスペクト
ル遷移図。 第３図（、）および（、）はこの発明によって実現する
帯域除去フィルタ特性の一例を示す特性図。 第３図（ｂ）および（ｄ）は第３図（ａ）および（ｂ）
の特性に対応して、デジタルローパスフィルタに持たせ
るべき振幅周波数特性図。 第４図（＆）および（ｂ）は従来例を示すブロック図。 第５図は第４図（ｂ）に示した従来例における各信号の
ス（クトル遷移図。 ｌ・・・アナログパンＰ／譬スフィルタ、２・・・ルΦ
変換器、３Ａ〜３Ｄ・・・第１〜第４の乗算器、４□お
よび４．・・・第１および第２のデジタルローパスフィ
ルタ、５□および５Ｂ・・・第１および第２のデジタル
ローパスフィルタ、６・・・デジタル加算器、７・・・
離散化正弦波信号源、８・・・離散化余弦波信号源、９
・・・１１ＭＡ変換器、１０−・・アナログローパスフ
ィルタ、１１・・・アドレスコントローラ、１２・・・
メモリ。 第３図 レスポンス レスポンス レスポンス レスポンス

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）Ａ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器からの出力デ
   ジタル信号と第１の離散化正弦波信号とを乗算する第１
   のデジタル乗算器と、前記第１のデジタル乗算器からの
   出力デジタル信号を入力とする第１のデジタルバンドパ
   スフイルタと、前記第１のデジタルバンドパスフイルタ
   からの出力デジタル信号と前記第１の離散化正弦波信号
   とを乗算する第３のデジタル乗算器と、前記第１の離散
   化正弦波信号と互に直交し、かつ周波数が同一の第２の
   離散化正弦波信号と前記Ａ／Ｄ変換器からの出力デジタ
   ル信号とを乗算する第２のデジタル乗算器と、前記第１
   のデジタルバンドパスフイルタと同一特性を有し、かつ
   前記第２のデジタル乗算器からの出力デジタル信号を入
   力とする第２のデジタルバンドパスフイルタと、前記第
   ２の離散化正弦波信号と前記第２のデジタルバンドパス
   フイルタからの出力デジタル信号とを乗算する第４のデ
   ジタル乗算器と、前記第３のデジタル乗算器からの出力
   デジタル信号と前記第４のデジタル乗算器からの出力デ
   ジタル信号とを加算するデジタル加算器と、前記デジタ
   ル加算器からの出力デジタル信号をＤ／Ａ変換するＤ／
   Ａ変換器とを備え、前記Ｄ／Ａ変換器からアナログ信号
   出力を得るようにしたことを特徴とするデジタル帯域除
   去フィルタ。
2. （２）第１および第２のデジタルバンドパスフイルタは
   デジタルローパスフイルタとデジタルハイパスフイルタ
   とを縦続接続してなることを特徴とする請求項１記載の
   デジタル帯域除去フィルタ。
3. （３）第１および第２の離散化正弦波信号の周波数を変
   化させることにより帯域除去フィルタの中心周波数を変
   化させることを特徴とする請求項１記載のデジタル帯域
   除去フィルタ。