JPH057195A - スペクトラム拡散受信機の２値化回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 相関出力信号よりスプリアスによる誤検出が
なく、またレベル変動が生じても、確実に相関ピークに
対応する相関パルスを得ることができるようにすること
である。 【構成】 相関出力信号は制御信号の有、無に応じて遅
延回路２１により遅延又は遅延されずに出力される。こ
の出力信号は選択回路２２により上記制御信号に基づい
て相関出力時の信号と、非相関出力時の信号とに選別さ
れ、夫々の信号の最大値が、相関ピーク検出回路２３と
スプリアスピーク検出回路２４に所定のタイミング保持
される。しきい値設定回路２９により両回路に保持され
た各信号の最大値に基づいてしきい値が設定され、この
しきい値と遅延回路２１の出力信号を比較し、相関パル
スを得る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はスペクトラム拡散受信機
において、相関出力信号より相関ピークとスプリアスを
分離し、その相関ピークに対応する相関パルスを発生す
るための２値化回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】高速データ通信を行なう従来のスペクト
ル拡散通信方式による多重通信装置の一例を図８及び図
９に示す。図８は送信機で、１はシリアル−パラレル変
換器、２−１〜２−ｎは掛け算器、３−１〜３−ｎはＰ
Ｎ符号発生器、４−１〜４−ｎはＢＰＳＫ変調器、５は
足算器である。

【０００３】上記送信機において、入力された高速のデ
ータ（ア）は、シリアル−パラレル変換器１によりパラ
レルデータ（イ１），（イ２），…（イｎ）に変換され
る。パラレルデータ（イ１），（イ２），…（イｎ）は
掛け算器２−１，２−２，…２−ｎの一方の入力に入力
される。一方、掛け算器２−１，２−２，…２−ｎの他
方の入力にはＰＮ符号発生器３−１，３−２，…３−ｎ
から出力される異なるＰＮ符号（ウ１），（ウ２），…
（ウｎ）が入力される。掛け算器２−１，２−２，…２
−ｎの出力（エ１），（エ２），…（エｎ）は夫々ＰＢ
ＳＫ変調器４−１，４−２，…４−ｎに入力され、高周
波キャリア信号（オ）を変調する。そして、ＢＰＳＫ変
調器４−１，４−２，…４−ｎからは高周波の信号（カ
１），（カ２），…（カｎ）が出力され、足算器５に入
力される。足算器５からはｎ多重されたスペクトル拡散
信号（キ）が出力されて送信される。

【０００４】図９は受信機で、７−１〜７−ｎはコンボ
ルバ、８−１〜８−ｎは掛け算器、９−１〜９−ｎはＰ
Ｎ符号発生器、１０−１〜１０−ｎは検波器、１２はデ
ータ復調器である。上記受信機において、受信信号
（ケ）は分配され、コンボルバ７−１，７−２，…７ｎ
の一方の入力に夫々入力される。一方、ＰＮ符号発生器
９−１，９−２，…９ｎより出力されるＰＮ符号（コ
１），（コ２），…（コｎ）は掛け算器８−１，８−
２，８−ｎの一方の入力に付加される。掛け算器８−
１，８−２，８−ｎのもう一方の入力には高周波のキャ
リア信号（ス）が入力される。掛け算器８−１，８−
２，…８−ｎの出力（サ１），（サ２），…（サｎ）
は、コンバルバ７−１，７−２，…７−ｎのもう一方の
入力に印加される。

【０００５】コンボルバの出力（シ１），（シ２），…
（シｎ）は夫々検波器１０−１，１０−２，１０−ｎに
入力される。この時、コンボルバからの出力は各データ
チャンネルから同じタイミングで相関スパイクが発生す
る。検波器１０−１，１０−２，１０−ｎの出力（ソ
１），（ソ２），…（ソｎ）はデータ復調器１２に入力
される。データ復調器１２からは、復調されたデータ
（タ）が出力される。さて、上述した従来の多重通信装
置では、キャリアの同期を必要とし、また、相関器とし
てのコンボルバ（又はマッチドフィルタ）を複数必要と
する欠点がある。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】本発明者は特願平２−
１５３９９８号でこのような複数の相関器を必要とする
という従来の多重通信装置の欠点を改良し、単一の相関
器で復調できる多重通信装置を提案した。図３及び図４
は夫々前記先願の発明によるスペクトラム拡散（ＳＳ）
通信装置の送信機及び受信機の一構成例を示す。

【０００７】図３に示すように、送信機は、シリアル−
パラレル変換回路１０１、セレクタ群１０２、遅延器群
１０３、加算器１０４、ＰＮ符号（コード）発生器１０
５、高周波キャリア発生器１０６、掛け算器１０７から
構成されている。図４に示すように、受信機は、相関器
のコンボルバ２０１、掛け算器２０２、高周波キャリア
発生器２０３、ＰＮ符号（コード）発生器２０４、ハイ
パスフィルタ（ＨＰＦ）２０５、増幅器２０６、検波器
２０７、２値化回路２０８、サウンダパルス検出回路２
０９、サンプリングパルス生成回路２１０、情報検出回
路２１１、パラレル−シリアル変換回路２１２から構成
される。

【０００８】次に上記装置の動作を説明する。まず、送
信機において、送信データａはシリアル−パラレル変換
回路１０１により、複数のチャンネルの信号に変換され
る。ここでは、説明を簡単化するためにチャンネル数を
Ｎとする。また、送信データａは、シリアル−パラレル
変換回路１０１により、その各出力は、より遅い伝送速
度に変換される。例えば、１／Ｎの伝送速度、又は送信
データａの伝送速度よりも任意に遅い伝送速度のパラレ
ルデータに変換される。シリアル−パラレル変換回路１
０１からの各ャンネルの信号の極性に応じたスペクトラ
ム拡散変調（ＳＳ変調）が行なわれる。

【０００９】なお、上記ＳＳ変調は、例えば以下の２通
りの方式を用いている。 ＣＳＫ（Code Shift Keying）方式：データ（信号
の極性に応じて２種類のＰＮ符号（ＰＮ１とＰＮ２）を
選択して出力する方式。 ＯＯＫ（On Off Keying）方式：データ（信号）の
極性に応じてＰＮ符号（ＰＮ１）を出力するかしないか
を選択する方式。

【００１０】以上の２つの方式のＳＳ変調動作を実現す
るために、ＰＮ符号（ＰＮ１及びＰＮ２）発生用にＰＮ
コード発生器１０５及びシリアル−パラレル変換回路１
０１の各出力による上記選択を行なうための各セレクタ
群１０２をもって拡散変調器を構成している。次に、拡
散変調器の各セレクタの出力は遅延器群１０３の夫々に
入力される。各遅延器の出力は、データ復調用同期信号
となるサウンダーチャンネルのＰＮ符号（ここではＰＮ
１とする）の位相を基準として、各々異なる任意の遅延
量が設定されたＳＳ変調信号（情報チャンネル）が得ら
れる。この様子を図５に示す。なお、図５において、情
報チャンネルは１１〜１４の４とした場合の異なる遅延
量（τ₁〜τ₄）でのＣＳＫ方式及びＯＯＫ方式の違いを
表わしている。また、Ｓはサウンダーチャンネルであ
る。また、送信データの伝送速度が各情報チャンネルの
遅い伝送速度に変換されているのも表わす。ここでは、
１／４の伝送速度に変換されている。各遅延器より得ら
れたＮ個の情報チャンネルのＳＳ変調信号とサウンダー
チャンネルの信号とを加算器１０４でアナログ加算（多
重化）を行ない、加算器１０４の出力を掛け算器１０７
によって高周波キャリア発生器１０６の出力との掛け算
を行ない、多重化ＳＳ信号を得る。次に受信機におい
て、送信機で得られた多重化ＳＳ信号がコンボルバ２０
１の一方の入力端子に受信信号とし入力される。

【００１１】コンボルバのもう一方の入力端子には、Ｐ
Ｎコード発生器２０４で得られるＰＮ符号（ここでは、
送信機で用いられているＰＮ符号（ＰＮ１）と時間的に
反転した関係にあるＰＮ符号（ＰＮ１）を用いている）
を掛け算器２０２にて高周波キャリア発生器２０３の出
力との掛け算を行ない、高周波変調されたＰＮ符号を参
照信号とし入力する。コンボルバ２０１では、受信信号
と参照信号の相関演算が行なわれ、高周波の相関出力を
得る（図６参照）。

【００１２】図６において、図５で説明されたサウンダ
ーチャンネルのＰＮ符号の位相を基準にし、各情報チャ
ンネルの異なる位相関係にある各ＰＮ符号に対応した時
間的に分離した相関ピークが得られる。ここでは、サウ
ンダーチャンネル及び全ての情報チャンネルで自己相関
である相関ピークが得られた状態を示す。従って、ＣＳ
Ｋ方式及びＯＯＫ方式のいずれにおいて自己相関が得ら
れない場合(ＣＳＫ方式…相互相関、ＯＯＫ方式…無相
関)は、相関ピークは発生しない。なお、上記実施例で
は相関器にコンボルバを用いた場合について述べている
が、マッチドフィルタを使用しても何ら問題ない。但
し、参照信号を生成する箇所は、マッチドフィルタ上の
パターンに置き換わり不要である。

【００１３】次に、コンボルバ出力をハイパスフィルタ
２０５及び増幅器２０６を介し、検波器２０７において
検波しベースバンド情報帯域の信号に変換して２値化回
路２０８にてロジックレベルのパルス列を得る。なお、
２値化回路２０８においては、相関ピークとスプリアス
レベルとを最適に分離できるようにしきい値を設定して
いる。

【００１４】サウンダーチャンネルに対応する相関出力
は、常に周期的な相関ピークを発生するため、相関ピー
クをサウンダパルス検出回路２０９において検出し基準
時間信号を得る。このような基準とされる時間信号を必
要とする目的は、通常のＤＳ−ＳＳ方式における拡散符
号同期を不必要とするためである。すなわち、前記装置
においては、コンボルバ上における受信信号のＰＮ符号
の位相と参照信号のＰＮ符号の位相同期を行ない、デー
タ復調をする方式ではなく、単なる符号同期過程を省い
た非同期方式を実現している。このサウンダパルス検出
回路２０９の出力である基準時間信号を基にサンプリン
グパルス生成回路２１０において各情報チャンネルに対
応した相関出力をサンプリングするためのサンプリング
パルスを生成する。

【００１５】なお、コンボルバを相関器として使用する
場合、コンボルバに入力される受信信号と参照信号は対
行するため、相関ピークは、ゲート遅延時間／２で発生
する。すなわち、これより図５に示される送信側におけ
るサウンダーチャンネルのＰＮ符号の位相を基準とした
各情報チャンネルの遅延量（τ₁〜τ₄）に対応する相関
出力もτ₁／２〜τ₄／２ほど時間的に分離し発生するこ
とになる。従って、サンプリングパルスは上記を考慮し
て生成している。これよりサンプリングパルスを基に、
情報検出回路２１１において、各情報チャンネルに対応
した相関出力をサンプリングして、各情報チャンネルの
データ列を復調する。

【００１６】ここで得られるデータは、送信側において
シリアル−パラレル変換された後の遅い伝送速度と等し
い伝送速度のデータである。次に、このＮ個のパラレル
のデータ列を、パラレル−シリアル変換回路２１２にお
いて、シリアルデータに変換することで、送信データを
復元する。この一連の動作の概略を図７に示す。

【００１７】以上説明したように前記先願の発明によれ
ば、多重化されたスペクトラム拡散通信を行なっても相
関器が一つでよく、回路の簡略化が可能となる。さて、
前記２値化回路２０８は、検波された相関出力より相関
ピークとスプリアス（サイドローブ）を分離して相関ピ
ークに対応する相関パルス（ロジックレベルのパルス）
を発生する（２値化する）ものであるが、相関出力のレ
ベル変動及びスプリアスに充分対処できるものでなけれ
ばならない。

【００１８】本発明の目的は、単一の相関器で復調でき
る多重通信装置において、相関器出力信号レベルが変動
した場合においても、適切に相関器出力の相関ピークと
スプリアス（サイドローブ）を分離して相関パルスを発
生させ、確実なデータ復調が可能とな２値化回路を提供
することである。

【００１９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明の２値化回路は、制御信号の有、無に基づい
て、相関出力信号を遅延又は非遅延状態に変化させる遅
延回路と、上記制御信号に基づいて上記遅延回路の出力
信号を所定のタイミングで相関出力時の信号と非相関出
力時の信号に選別する選択回路と、上記相関出力時信号
が供給され所定タイミング毎に入力された信号の最大値
を保持する相関ピーク検出回路と、上記非相関出力時の
信号が供給され、所定タイミング毎に入力された上記信
号の最大値を保持するスプリアスピーク検出回路と、上
記所定タイミング毎に上記相関ピーク検出回路と、スプ
リアスピーク検出回路に保持された各信号を入力し、得
られた各信号の最大値に基づいて演算処理するしきい値
設定回路と、上記遅延回路の出力信号と上記しきい値設
定回路の出力信号とが供給され、それら出力信号を比較
し、相関パルスを出力する比較回路と、上記相関パルス
に基づき上記制御信号を生成する制御信号発生手段と、
を備えたことを要旨とする。

【００２０】

【作用】相関出力信号は制御信号の有無に応じて、遅延
又は遅延されないで出力される。この出力信号は選択回
路により上記制御信号に基づいて相関出力時と、非相関
出力時との信号に選別され夫々の信号の最大値が、相関
ピーク検出回路とスプリアスピーク検出回路に所定のタ
イミングで保持される。両回路に保持された各信号の最
大値に基づいてしきい値が設定され、このしきい値と上
記遅延回路の出力信号とを比較し、相関パルスを得る。

【００２１】

【実施例】以下図面に示す本発明の一実施例を説明す
る。図１は本発明によるスペクトラム拡散受信機で使用
される２値化回路の一実施例で、図２は該回路の各部に
おける信号のタイミングチャートである。

【００２２】図１において、図９と同一符号は同一又は
類似の回路を示し、２値化回路２０８は、遅延回路２
１、選択回路２２、相関ピーク検出回路２３、スプリア
ス検出回路２４、しきい値設定回路２９、比較回路３０
から成る。相関ピーク検出回路２３はピークホールド回
路２５及びラッチ回路２６を有し、またスプリアスピー
クホールド回路２４はピークホールド回路２７及びラッ
チ回路２８を有する。遅延回路２１の入力側にはＡ／Ｄ
変換回路２０が設けられ、比較回路３０の出力側には制
御信号発生部３１が設けられ、該制御信号発生部３１
は、例えば、サウンダ検出回路２０９及びサンプリング
パルス生成回路２１０から成る。

【００２３】次に上記実施例の動作を説明する。検波器
によって検波された相関出力は、ディジタル信号処理に
よるデータ復調を行なうために、Ａ／Ｄ変換回路２０に
よってアナログ信号からＮビット（Ｎ：整数）のディジ
タル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換された相関出力信号
は、遅延回路２１に入力される。遅延回路２１では、サ
ウンダ検出回路２０９によってサウンダチャンネルに対
応する相関パルスを検出して得られる基準時間信号を基
に、入力される相関出力である信号を遅延させる。

【００２４】すなわち、サウンダ検出前後において、相
関出力である信号を遅延するかしないかの制御を行なう
（詳細については後述する）。なお、サウンダ検出回路
２０９で得られる基準時間信号（すなわち、サウンダチ
ャンネルの相関パルスに対応するサンプリングパルス）
は、時系列的に連続して発生する。しかし、遅延回路２
１においては、サウンダ検出前後の２値的な制御である
ため、最初の基準信号をトリガ的に得られれば動作とし
ては何ら問題はない。

【００２５】次に、遅延回路２１を経て相関出力信号は
選択回路２２に入力される。選択回路２２においては、
サウンダチャンネルが検出されるまでは、遅延回路２１
を経た相関出力信号を全て相関ピーク検出回路２３へ入
力する。また、サウンダチャンネルが検出されたらば、
情報チャンネルに対応する相関ピーク発生箇所は既知と
なり、サンプリングパルス生成回路２１０において、そ
の情報チャンネルの相関ピークに対応するサンプリング
パルスが作られる。よって、サウンダチャンネル検出後
の選択回路２２は、サウンダ検出回路２０９の出力の基
準時間幅を有するウインドウを生成し、相関出力信号を
選別して出力する。なお、ウィンドウ内は、サウンダ及
び情報チャンネルの相関ピークが存在する区間であり、
ウィンドウ外はそれらの相関ピーク以外のスプリアスの
存在区間である。

【００２６】すなわち、選択回路２２は、サウンダチャ
ンネルが検出された後は、ウィンドウの内外によって、
相関ピークとスプリアスを弁別する動作が行なわれる。
なお、前述した遅延回路２１の動作を補足説明すると、
選択回路２２において、サウンダチャンネル検出後の相
関ピーク成分とスプリアス成分を弁別するにおいて、サ
ウンダ検出回路２０９の出力及びサンプリングパルス生
成回路２１０の出力を選択すべきウィンドウ情報として
得るまでに、選択回路２２の出力からのそこまでの回路
の系による処理時間が当然存在する。これは、一種のフ
ィードバック系であるから、ウィンドウが作られた場合
その処理時間分の遅延を発生する。すなわち、ウィンド
ウが作られた場合、そのウィンドウの内には相関ピーク
成分、外にはスプリアス成分というように適切に相関出
力信号が入力されねばならないわけであり、従って、遅
延回路２１において、サウンダチャンネル検出後の相関
出力信号の遅延補償を行なっている。

【００２７】このように選択回路２２では、サウンダチ
ャンネル検出前においては全ての相関出力信号を相関ピ
ーク検出回路２３に入力し、また、サウンダチャンネル
検出後はウィンドウによって、相関ピークが存在する区
間は相関ピーク検出回路２３へ、そしてスプリアス存在
区間はスプリアスピーク検出回路２４へ入力する。な
お、上記において選択回路２２から相関出力信号が出力
されない端子側は、その間最小値であるｎビットのディ
ジタル値が出力されるよう選択回路２２は動作する。

【００２８】次に、選択回路２２を経た信号は相関ピー
ク検出回路２３及びスプリアスピーク検出回路２４に入
力される。各ピーク検出回路では、まず、各ピークホー
ルド回路２５，２７によって選択回路２２の出力信号の
最大値を検出し保持する。そして、クリア信号をトリガ
として各ピークホールド回路によって求められた最大値
を各ラッチ回路２６，２８に移すと同時にピークホール
ド回路に保持されている最大値をクリアする。なおここ
で、クリア信号のパルス周期は任意に設定できる。例え
ば、受信機で用いる相関器のゲート処理信号と等しく設
定を行なうとすると、相関器がマッチドフィルタの場合
は相関ピーク１周期毎であり、また、相関器がコンボル
バの場合は相関ピークが２周期毎にピークホールド動作
が行なわれることになる。このような構成によって、任
意の時間区間のピーク検出が行なえ、従って、短期間の
相関出力における振幅変動が生じても追従することが可
能となる。

【００２９】次に、各ピーク検出回路のラッチ回路２
６，２８によって保持された最大値はしきい値設定回路
２９に入力される。しきい値設定回路においては、得ら
れた各最大値を基に演算処理を行ないしきい値を算出す
る。

【００３０】算出方法としては、いろいろあるが一例と
して今、相関ピーク検出回路で得られた最大値をＶｓ、
スプリアスピーク検出回路２４で得られた最大値をＶ
ｎ、及び算出されるしきい値をＶｔとすると、 Ｖｔ＝Ｖｎ＋（Ｖｓ−Ｖｎ／α） （１） と求められる。求められたしきい値は、Ｎビットのディ
ジタル信号である。

【００３１】なお、右辺第２項の重み付けαを２とした
場合、相関ピークとスプリアスとの中間にしきい値が設
定されることになる。また、上記重み付けは、外部から
の制御信号として与えられることも可能である。その場
合上記制御信号に、例えばＣＰＵ等から発生される。次
に、しきい値設定回路２９で得られたしきい値は、比較
回路３０に入力される。比較回路３０では、遅延回路２
２を経た相関出力信号としきい値との比較が行なわれ、
しきい値よりも大きい相関出力信号が入力された時に相
関パルスを発生させる。

【００３２】以上更に補足説明をすると、サウンダチャ
ンネルが検出される前は、全ての相関出力信号よりその
最大値を検出ししきい値を求め、相関パルスを発生する
処理を行なう。また、サウンダチャンネルが検出された
らば、相関ピークとスプリアスの分離を計りしきい値を
設定することで、相関パルス検出精度を向上させ誤りの
少ないデータ復調を実現するものである。なお、検波器
出力以降はディジタル信号処理を行なうためにＡ／Ｄ変
換を行ない、その結果、２値化回路もディジタル信号処
理されているが、アナログ信号処理を行なう場合でも容
易に実現できることは明らかである。

【００３３】

【発明の効果】以上説明したように本発明の２値化回路
によれば、上述したような構成を採ることで、相関出力
信号より、スプリアスによる誤検出がなく、確実に相関
ピークに対応する相関パルスを得ることができる。ま
た、相関出力において振幅変動が生じても充分に応答が
可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明によるスペクトラム拡散受信機の２値化
回路の一実施例を示すブロック図である。

【図２】上記回路の各部の信号のタイミングチャートで
ある。

【図３】先願発明のスペクトラム拡散送信機の構成を示
すブロック図である。

【図４】先願発明のスペクトラム拡散受信機の構成を示
すブロック図である。

【図５】上記送信機の動作説明図である。

【図６】上記受信機の動作説明図である。

【図７】上記受信機の動作説明図である。

【図８】従来のスペクトラム拡散送信機の構成を示すブ
ロック図である。

【図９】従来のスペクトラム拡散受信機の構成を示すブ
ロック図である。

【符号の説明】

２１ 遅延回路 ２２ 選択回路 ２３ 相関ピーク検出回路 ２４ スプリアスピーク検出回路 ２９ しきい値設定回路 ３０ 比較回路 ３１ 制御信号発生部

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 【請求項１】 制御信号の有、無に基づいて、相関出力
   信号を遅延又は非遅延状態に変化させる遅延回路と、上
   記制御信号に基づいて上記遅延回路の出力信号を所定の
   タイミングで相関出力時の信号と非相関出力時の信号に
   選別する選択回路と、上記相関出力時の信号が供給され
   所定タイミング毎に入力された信号の最大値を保持する
   相関ピーク検出回路と、上記非相関出力時の信号が供給
   され、所定タイミング毎に入力された上記信号の最大値
   を保持するスプリアスピーク検出回路と、上記所定タイ
   ミング毎に上記相関ピーク検出回路と、スプリアスピー
   ク検出回路に保持された各信号を入力し、得られた各信
   号の最大値に基づいて演算処理するしきい値設定回路
   と、上記遅延回路の出力信号と上記しきい値設定回路の
   出力信号とが供給され、それら出力信号を比較し、相関
   パルスを出力する比較回路と、上記相関パルスに基づき
   上記制御信号を生成する制御信号発生手段と、を備えた
   ことを特徴とするスペクトラム拡散受信機の２値化回
   路。