JPH0574919B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、電子レンジ等のいわゆる誘電加熱を
行う為の高周波加熱装置の改良に関し、さらに詳
しく言えば、バイポーラトランジスタ等の半導体
スイツチ素子を用いたインバータにより高周波電
力を発生し、昇圧トランスにて昇圧してマグネト
ロンを駆動するよう構成した高周波加熱装置の改
良に関する。

従来の技術 このような方式の高周波加熱装置は、その電源
トランスの小型化、軽量化、あるいは低コスト化
の為に様々な構成のものが提案されている。

第６図は、従来の高周波加熱装置の回路図であ
る。図に於て、商用電源１の電力はダイオードブ
リツジ２により整流され、単方向電源が形成され
ている。３はインダクタ、４はコンデンサであつ
てインバータの高周波スイツチング動作に対する
フイルタの役割を果すものである。インバータは
共振コンデンサ５は、昇圧トランス６、トランジ
スタ７、ダイオード８、及び駆偶回路９により構
成されている。

トランジスタ７は駆動回路９より供給されるベ
ース電流によつて所定の周期とデユーテイー（即
ち、オンオフ時間比）でスイツチング動作する。
この結果、第７図ａのような電流Ic／ｄ、即ち、
トランジスタ７のコレクタ電流Icとダイオード８
の電流Idが流れる。一方、トランジスタ７のオフ
時にはコンデンサ５と一次巻線１０との共振によ
り第７図ｂのような電圧Vceがトランジスタ７の
Ｃ−Ｅ間に発生する。このため一次巻線１０には
高周波電力が発生する。従つて、二次巻線１１、
及び三次巻線１２には各々高周波高圧電力及び高
周波低圧電力が生じる。この高周波高圧電力はコ
ンデンサ１３、及びダイオード１４により整流さ
れマグネトロン１５のアノードカソード間に供給
され、一方、高周波低圧電力はカソードヒータに
供給される。従つてマグネトロン１５は発振し誘
電加熱が可能となるものである。なお、マグネト
ロン１５はマグネトロン本体１５ａと、フイルタ
を構成するコンデンサ１６，１７，１８、チヨー
クコイル１９，２０とにより成るものである。ま
た２１は駆動回路９の電源トランスである。

このような構成に於て、昇圧トランス６のコア
断面積は一次巻線１０の両端に供給される電力の
周波数が高い程小さくなるので、例えばインバー
タを20kHz−100kHz程度の周波数で動作させると
商用電源周波数のままで昇圧する場合に比べて昇
圧トランスの重量、サイズを数分の一から十数分
の一にでき、電源部の低コスト化が可能であると
いう特長を有するものである。

トランジスタ７のベースに供給されるベース電
流Ibは、第７図ｃのように、正電流Ib＋と負電流
Ib−とより成る。正電流Ib＋は、トランジスタ７
のコレクタ電流Icの最大値Ｉcmに対してその電流
増幅率（hfe例えば30）分の一より大きいことが
必要である。また、電流Ib−はトランジスタ７の
スイツチングスピードを速めスイツチング損失の
増大を防止するために、トランジスタのベースエ
ミツタ間を逆バイアスすることによつて流れる電
流である。正電流Ib＋は第７図ａ，ｃより明らか
なようにトランジスタ７の導通期間の間のコレク
タ電流Icの最大値Ｉcm（例えば60A）によつて決
まる値bm＋（例えば2A）とすることが必要であ
つた。また、負電流Ibm−もコレクタ電流Icnの
最大値Ｉcmに応じて決まり（例えば15A）、Ｉcm
が大きいほど大電力が必要であつた。さらに、コ
レクタ電流Icはいわゆる少数キヤリア蓄積効果に
よりベース電流Ib＋が遮断されてから一定時間
toffだけ流れつづけるものであり、このtoffはト
ランジスタ７の特性バラツキや温度などによつて
変化するものであつた。そして、このtoffの変化
によつて、インバータの出力が変化するという結
果を生じるものであつた。

このような条件下でトランジスタ７を駆動する
ため駆動回路９は例えば第６図ｂのような構成と
なるものであつた。すなわち電源トランス２１よ
り得られる直流電源２２，２３、発振回路２４、
トランジスタ２５，２６，２７、抵抗器２５〜３
６およびダイオード３７より構成されている。

発明が解決しようとする問題点 ところが上記構成において、第７図ｃのような
ベース電流を供給するためには、トランジスタ２
５，２６としてかなり大容量のものを用い、か
つ、直流電源２２，２３も相当大容量であること
が必要であつた。したがつて、電源トランス２１
も大型の電源トランスとする必要があり、例え
ば、20−50W程度の容量のものを用いねばなら
ず、電源トランス２１および駆動回路９は全体と
してコンパクトにすることができず、大型で高価
なものとなり、高周波加熱装置全体としてのコン
パクトさを阻害し、大型化高価化せしめるもので
あつた。

従来の高周波加熱装置は昇圧トランス６をトラ
ンジスタ７等により成るインバータにて付勢し、
その電源装置の小型、軽量、低コスト化を図るも
のであつた。

しかしながら、トランジスタ７には第７図ａお
よびｃのようにコレクタ電流Icのピーク値Ｉcmに
相当するベース電流Ibm＋を供給することが必要
であり、このIbm＋を供供給するための電力はか
なり大きなものとなつていた。例えばＩcm＝60A
としトランジスタ７のhfeを30とするとIbm＋＝
2Aとなり、駆動回路９の消費電力は極めて大き
なものとなり、駆動回路９および電源トランス２
１、したがつて、電源装置全体が大型化高価格化
することを避けることが困難であつた。

さらに、温度変化などによるトランジスタ７の
ストレージタイム（第７図におけるtoffの主因）
の変化や、マグネトロン１５の温度変化や経時変
化により生じるコレクタ電流Ｉcmの変化に対応す
るためにはこれに十分なベース電流を供給するこ
とが必要であり、一層駆動回路９、電源トランス
２１などの大型化高価格化を生じるばかりでな
く、高周波加熱装置の出力変動を大きくして不安
定なものとし、かつ無駄なトランジスタ７等の損
失を生じ、電源効率や信頼性を低下させてしまう
という欠点があつた。

特に、周波数をより高めて一層の小型化を図ろ
うとする場合、上述した傾向は極めて著しく、現
状半導体技術レベルでは実質上30−40kHz程度以
上の周波数で実用的な性能を実現することが困難
であり十分な小型化、低コスト化ができなかつ
た。

問題点を解決するための手段 本発明はこのような従来の高周波加熱装置の欠
点を解決するためになされたものであり、以下に
述べる手段より構成された高周波加熱装置であ
る。

即ち、商用電源などより得られる単方向電源
と、前記単方向電源により電力を受ける、共振コ
ンデンサと半導体スイツチ素子を有するインバー
タと、前記共振コンデンサとにより共振回路を形
成し、前記インバータの出力を昇圧する昇圧トラ
ンスと、前記半導体スイツチ素子を駆動する駆動
回路とを備え、前記昇圧トランスの出力でマグネ
トロンを付勢する構成とし、かつ、前記半導体ス
イツチ素子を第１および第２のトランジスタの直
列接続体で構成するとともに、前記第１のトラン
ジスタを付勢する直流電源を前記駆動回路に設
け、前記直流電源に並列に前記共振コンデンサよ
り大容量のベースコンデンサを設ける構成とした
ものである。

作 用 本発明は上記構成により以下に述べる作用を有
するものである。

即ち、本発明の高周波加熱装置は、共振型イン
バータで昇圧トランスを駆動しマグネトロンを付
勢するよう構成し、共振型インバータの半導体ス
イツチ素子を第１および第２のトランジスタの直
列接続体で構成して第１のトランジスタを直流電
源で付勢する構成とするとともに、直流電源に並
列に共振型インバータの共振コンデンサより大容
量のベースコンデンサを設けたので、インバータ
の共振動作に悪影響を及ぼすことなく、第１のト
ランジスタのスイツチング時のIcboをベースコン
デンサに蓄積するとできる。このため、駆動回路
の消費電力を著しく低減し、その構成の簡素化を
実現して大型化高価格化せざるを得なかつた駆動
回路や電源トランスをコンパクトで低価格なもの
とし、しかも、半導体スイツチ素子のスイツチン
グ損失電力の低減と大電力を扱うトランジスタの
スイツチング動作の安定化を実現して一層の高周
波化による小型化低価格化を可能ならしめるとい
う作用効果を有するものである。

実施例 以下本発明の高周波加熱装置の一実施例につい
て図面とともに説明する。

第１図は本発明の一実施例を示す高周波加熱装
置の回路図であり、第６図と同符号のものは相当
する構成要素であり説明を省略する。

第１図に於て、昇圧トランス６の二次巻線１１
にはマグネトロン１５が接続されるとともに、そ
のフイルタコンデンサ１６，１７が図のように並
列接続されている。一員、昇圧トランス６は通常
のトランスよりも一次二次巻線間結合係数が小さ
く（例えば、0.8程度）構成されており、かなり
大きい漏洩インダクタンスを有している。この漏
洩インダクタンスとフイルタコンデンサ１６，１
７とが一種のローパフイルタの作用をするため、
従来用いられていた高圧ダイオードを用いなくて
もマグネトロンのアノードピーク電流を小さく抑
えつつ、所定の電波出力を得ることができ、高圧
ダイオードを省略してもマグネトロンを安定に動
作させることができる。すなわち、漏洩インダク
タンスとフイルタコンデンサ１６，１７とによ
り、アノード電流のピーク値を抑制することがで
きる。このような回路構成にした場合、スイツチ
ングトランジスタにはどうしても大電流負荷条件
となるので、単純なバイポーラトランジスタでは
どうしてもスイツチング損失が増加してしまう。

そこで図のように、第１および第２のトランジ
スタ４０，４１の直列接続して構成し、第１のト
ランジスタ４０のベースには直流電源４２を、第
２のトランジスタ４１のゲートには発振回路４３
をそれぞれ接続するとともに、直流電源４２に並
列にベースコンデンサ４２ａを接続したものであ
る。この構成により半導体スイツチ素子４４の耐
圧を第１のトランジスタ４０で分担し、スイツチ
動作を第２のトランジスタ４１で分担するように
することができ、スイツチ素子４４全体としての
スイツチ損失を低く抑え、高圧ダイオードを省略
した回路構成であつても安定で効率のよいマグネ
トロン駆動用インバータを実現することができ
る。

また、第１のトランジスタ４０はスイツチ速度
が遅いものでよいので、高hfeトランジスタを用
いることができ、第２のトランジスタ４１は低耐
圧の電界効果トランジスタを用いることができる
ので、駆動回路９の消費電力は従来に比べて著し
く小さくすることができる。そして、特に、第１
のトランジスタ４０のターンオフ時にはそのコレ
クタからベースにコレクタ電流と同じ値のベース
逆電流Icboが流れ、直流電源４２に並列に設けら
れたベースコンデンサ４２ａを充電するので、直
流電源４２の消費電力はほとんど零に等しくする
ことができる。なぜならば、第１のトランジスタ
４０は交流的にはベース接地トランジスタとして
考えることができ、電流増幅率は１となるからで
ある。したがつて、電源トランス２１もコンパク
トで低価格のものでよく、駆動回路９全体をコン
パクトで低価格のものとすることが可能である。

ベースコンデンサ４２ａは前述したように第１
のトランジスタ４０のターンオフ時には共振コン
デンサ５と等価的に接続された状態が生じる。こ
のため、もしベースコンデンサ４２ａが共振コン
デンサ５より小さいと、昇圧トランス６とベース
コンデンサ４２ａとの共振が生じてしまい、共振
型インバータは安定な共振動作による転流を行う
ことができず、スイツチ素子の損失増加を生じる
ばかりでなく、その破壊を誘発するという重大な
欠陥を生じてしまうのである。したがつて、ベー
スコンデンサ４２ａが共振コンデンサ５より大容
量であることは極めて重要であり、望ましくは十
分大きい値（例えば５〜10倍程度）であることが
必要である。

また、駆動回路９の発振回路４３は、コンデン
サ４の電圧および第１のトランジスタ４０のコレ
クタ電圧を検知し共振コンデンサ５と昇圧トラン
ジス６との共振に同期して動作する構成である。
第２図は駆動回路９のさらに詳しい実回路例であ
り第１図と同符号のものは相当する構成要素であ
り説明を省略する。第２図において、発振回路４
３は、抵抗器４５〜４８、比較器４９、遅延手段
５０、微分器５１よりなるゼロクロス検知部と、
抵抗器５２〜５４、コンデサ５５、比較器５６、
微分器５７よりなる最長周期タイマーと、ゼロク
ロス検知部と最長周期タイマーとの論理和をとる
論理和回路５８と、抵抗器５９〜６１、コンデン
サ６２、比較器６３、可変基準電圧源６４よりな
るオン時間タイマーと、オン時間タイマーおよび
論理和回路５８の出力をそれぞれＳおよびＲ入力
に受けるＲ−Ｓフリツプフロツプ（Ｒ−Ｓ／FF）
６５とにより構成され、第２のトランジスタ４１
である電界効果トランジスタのゲートを付勢す
る。なお６６，６７はダイオード、６８，６９は
インバータゲートである。一方、直流電源４２は
ベースコンデンサ４２ａと並列に接続され、第１
のトランジスタ４０をダイオード７０、抵抗器７
１の並列回路を介して付勢する構成である。

第３図は第２図の駆動回路の動作を説明する波
形図であり、同図ａおよびｂはスイツチ素子４４
に流れる電流Ic／ｄおよび第１のトランジスタ４
０のコレクタと第２の電界効果トランジスタ４１
のドレインとの間の電圧Vcdである。また、同図
ｃないしｇは発振回路４４の各部動作波形であ
る。ゼロクロス検知部出力Ａは同図ｃのようにコ
ンデンサ４の電圧VsとVcdとのクロスポイント
から一定時間tdだけ遅延してゼロクロス近傍でゼ
ロクロスパルスＡを発生する。もし何らかの原因
でこのクロスポイントが検知されない場合は同図
ｃおよびｄに破線で示すようにコンデンサ５５の
電圧Ｂが所定値Ｃになつた時点で強制ゼロクスロ
スパルスが最長集荷タイマーより発生させる。Ｒ
−Ｓ／FF65のＲ入力にパルスＡが入力されると
−Ｑ出力は同図ｅのようにＨとなり第２の電界効
果トランジスタ４１、したがつてスイツチ素子４
４がオンとなり、Icが流れる。同時にオン時間タ
イマーのコンデンサ６２が同図ｆのように充電さ
れ、可変基準電圧源６４よりきめられる電圧Ｅに
達するとオン時間タイマーはＲ−／FF65のＳ入
力に同図ｇのパルセＦを入力する。したがつて出
力−ＱはＬとなり、第２の電界効果トランジスタ
４１、したがつてスイツチ素子４４がオフとなり
最初の状態に戻り、これをくりかえす。

このような回路動作をおいて、第２のトランジ
スタである電界効果トランジスタ４１は、
CMOS−ICなどで直接駆動できるので極めて簡
単で低パワーの回路となりコンパクトで低価格に
ものとすることができる。さらに第１のトランジ
スタ４０は低スイツチ速度のものでよいから極め
て高いhfeのトランジスタを用いることができ、
しかも、ベースコンデンサ４２ａを設けているの
で第１のトランジスタ４０のオフ時のエネルギー
を蓄積してそのドライブエネルギーとすることが
できる。したがつて、直流電源４２から供給する
エネルギーは極めて小さいものでよく、直流電源
４２などの駆動回路をコンパクで低価格なものと
することができる。

第４図は本発明の他の実施例を示す高周波加熱
装置の回路図であり、第１図と同符号のものは相
当する構成要素であり説明を省略する。同図にお
いて、半導体スイツチ素子４４は第１、第２トラ
ンジスタ４０，４１と、図のように接続されたフ
ライホイールダイオード８，７ａ、抵抗器７１，
７３、ダイオード７０，７２、ゼナーダイオード
７４を含むとともに、コンデンサ４２ｂを有して
いる。このコンデンサ４２ｂは、ベースコンデン
サ４２ａの作用を補うものであり、インバータの
動作周波数が高い（例えば50kHz程度以上）場
合、端子Ｔ１，Ｔ１′間の配線のインダクタンス
による悪影響を抑制しインバータの動作を安定で
確実なものにするという重要な作用を果たすもの
であり、半導体スイツチ素子４４に一体化するこ
とは極めて重要である。

第５図ａおよびｂは、第１図または第４図の本
発明の実施例の駆動回路電源回路のさらに詳しい
実施例であり、第１図または第４図と同符号のも
のは相当する構成要素であり説明を省略する。同
図ａにおいて、ベースコンデンサ４２ａは直流電
源４２を構成する平滑コンデンサと兼用されてお
り、直流電源４２はダイオード７５と高周波特性
を有するベースコンデンサ４２ａとで構成されて
いる。ダイオード７６、コンデンサ７７、抵抗器
７８、ゼナーダイオード７９は、発振回路４３の
直流電源を構成している。

また、第５図ｂは、電源トランジスタ２１の二
次巻線を１つにするよう構成したものであり、平
滑コンデンサ７７とともに、ダイオード７６から
抵抗器８０を介してベースコンデンサ４２ａに電
流を充電するようになつている。すなわち、ベー
スコンデンサ４２ａはインバータ起動前にダイオ
ード７６から充電されたエネルギーで起動され、
一旦起動されると、第１のトランジスタ４０のオ
フ時に生じる逆充電エネルギーによつてエネルギ
ー補給がおこなわれる。したがつて高インピーダ
ンスを抵抗器８０を介する図のような構成をとる
ことが可能であり、電源トランス２１を極めて小
容量のトランスとし駆動回路全体をコンパクトで
低価格にものとすることができる。

発明の効果 以上に述べたように本発明によれば、以下のよ
うな効果を得ることができる。

直流電源あるいは商用電源より得た単方向電源
より電力を得る半導体スイツチ素子を有する共振
型インバータにより昇圧トランスを付勢しマグネ
トロンを駆動する構成とし、半導体スイツチ素子
を第１および第２のトランジスタの直列接続体で
構成して第１のトランジスタを駆動回路の直流電
源で付勢する構成とともに、直流電源に並列に共
振コンデンサより大容量のベースコンデンサを設
けたので、 (1) ２個のトランジスタにスイツチとしての役
割、すなわち耐圧とスイツチ作用とを分担さ
せ、半導体スイツチ素子の負担を軽減し高効率
でかつ高周波動作が可能であり、しかも信頼性
の高いインバータ回路を実現することができ、 (2) しかも、インバータの共振動作に悪影響を及
ぼすことなく半導体スイツチ素子のターンオフ
時の電荷（エネルギー）をベースコンデンサに
蓄積し、第１のトランジスタのドライブ電力と
して利用することができる。

(3) したがつて、極めて簡単な構成により半導体
スイツチ素子の駆動回路の消費電力を著しく軽
減し、駆動回路およびその電源トランスを大幅
にコンパクト化低コスト化することができる。

(4) 上記の結果、半導体スイツチ素子のスイツチ
ング性能を著しく高め高周波加熱装置全体の効
率と信頼性を大幅に向上させるとともに、駆動
回路などのコンパクト化により、高周波加熱装
置全体を大幅に小型化低コスト化することがで
きる。

(5) また、特に、第１および第２のトランジスタ
の直列接続体とその周辺回路を１チツプまたは
複数のチツプで構成し単一パツケージ化するこ
とにより、一層のコンパクト化高信頼性化を実
現でき、信頼性の高い高周波加熱装置を提供す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す高周波加熱装
置の回路図、第２図は同装置の駆動回路の詳細
図、第３図は、同装置の各部動作電流波形説明
図、第４図は本発明の他の実施例を示す高周波加
熱装置の回路図、第５図は同装置の駆動回路の電
源回路の詳細実施例を示す回路図、第６図は従来
の高周波加熱装置の回路図および同装置の駆動回
路の詳細図、第７図は同装置の各部動作電流波形
説明図である。 １……商用電源、２，３，４……単方向電源
（２……ダイオードブリツジ、３……インダクタ、
４……コンデンサ）、５……共振コンデンサ、６
……昇圧トランス、９……駆動回路、４０……第
１のトランジスタ、４１……第２のトランジス
タ、４２……直流電源、４２ａ……ベースコンデ
ンサ、４３……発振回路、４４……半導体スイツ
チ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 商用電源などより得られる単方向電源と、そ
   の単方向電源により電力を受ける、共振コンデン
   サと半導体スイツチ素子を有するインバータと、
   前記共振コンデンサとにより共振回路を構成し、
   前記インバータの出力を昇圧しマグネトロンを付
   勢する昇圧トランスと、前記半導体スイツチ素子
   を駆動する駆動回路とを備え、前記半導体スイツ
   チ素子を第１のトランジスタと前記第１のトラン
   ジスタのエミツタをオンオフする第２のトランジ
   スタとの直列接続体で構成し、前記駆動回路によ
   り前記第２のトランジスタをオンオフ制御する構
   成とするとともに、前記第１のトランジスタを付
   勢する直流電源を前記駆動回路に設け、前記直流
   電源に並列に前記共振コンデンサより大容量のベ
   ースコンデンサを設ける構成とした高周波加熱装
   置。 ２ 第１のトランジスタをバイポーラトランジス
   タで構成し、第２のトランジスタを電界効果トラ
   ンジスタで構成した特許請求の範囲第１項記載の
   高周波加熱装置。 ３ 第１のトランジスタと第２のトランジスタと
   を１チツプまたは複数チツプで構成し、単一のパ
   ツケージに収納して一体化した特許請求の範囲第
   １項または第２項記載の高周波加熱装置。 ４ ベースコンデンサを直流電源の平滑コンデン
   サと兼用する構成とした特許請求の範囲第１項記
   載の高周波加熱装置。 ５ 第１のトランジスタのベースとベースコンデ
   ンサとをダイオードと抵抗器とを含む回路要素で
   接続する構成とした特許請求の範囲第１項記載の
   高周波加熱装置。