JPH0555996B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、電子レンジ等のいわゆる誘電加熱を
行う為の高周波加熱装置の改良に関し、さらに詳
しく言えば、バイポーラトランジスタ等の半導体
スイツチ素子を用いたインバータにより高周波電
力を発生し、昇圧トランスにて昇圧してマグネト
ロンを駆動するよう構成した高周波加熱装置の改
良に関する。

従来の技術 このような方式の高周波加熱装置は、その電源
トランスの小型化、軽量化、あるいは低コスト化
の為に様々な構成のものが提案されている。

第４図は、従来の高周波加熱装置の回路図であ
る。図に於て、商用電源１の電力はダイオードブ
リツジ２により整流され、単方向電源が形成され
ている。３はインダクタ、４はコンデンサであつ
てインバータの高周波スイツチング動作に対する
フイルタの役割を果すものである。

インバータは共振コンデンサ５、昇圧トランス
６、トランジスタ７、ダイオード８、及び駆動回
路９により構成されている。トランジスタ７は駆
動回路９より供給されるベース電流によつて所定
の周期とデユーテイー（即ち、オンオフ時間比）
でスイツチング動作する。この結果、第５図ａの
ような電流１ｃ／ｄ、即ち、トランジスタ７のコ
レクタ電流１ｃとダイオード８の電流１ｄが流れ
る。一方、トランジスタ７のオフ時にはコンデン
サ５と一次巻線１０との共振により第５図ｂのよ
うな電圧Vceがトランジスタ７のＣ−Ｅ間に発生
する。このため一次巻線１０には高周波電力が発
生する。従つて、二次巻線１１、及び三次巻線１
２には各々高周波高圧電力及び高周波低圧電力が
生じる。この高周波高圧電力はコンデンサ１３、
及びダイオード１４により整流されマグネトロン
１５のアノードカソード間に供給され、一方、高
周波低圧電力はカソードヒータに供給される。従
つてマグネトロン１５は発振し誘電加熱が可能と
なるものである。なお、マグネトロン１５はマグ
ネトロン本体１５′と、フイルタを構成するコン
デンサ１６，１７，１８、チヨークコイル１９，
２０とにより成るものである。また２１は駆動回
路９の電源トランスである。このような構成に於
て、昇圧トランス６のコア断面積は一次巻線１０
の両端に供給される電力の周波数が高い程小さく
なるので、例えばインバータを20KHz−100KHz
程度の周波数で動作させると商用電源周波数のま
まで昇圧する場合に比べて昇圧トランスの重量、
サイズを数分の一から十数分の一にでき、電源部
の低コスト化が可能であるという特長を有するも
のである。

トランジスタ７のベースに供給されるベース電
流１ｂは第５図ｃのように正電流１ｂ＋と負電流
１ｂ−とより成る。正電流１ｂ＋はトランジスタ
７のコレクタ電流１ｃの最大値１cmに対してその
電流増幅率（hfe 例えば30）分の一より大きい
ことが必要である。また、負電流１ｂ−はトラン
ジスタ７のスイツチングスピードを速めスイツチ
ング損失の増大を防止するために、トランジスタ
のベースエミツタ間を逆バイアスすることによつ
て流れる電流である。正電流１ｂ＋は第５図ａ，
ｃより明らかなようにトランジスタ７の導通期間
の間のコレクタ電流１ｃの最大値１cm（例えば
60A）によつて決まる値1bm＋（例えば22A）と
することが必要であつた。また、負電流1bm−も
コレクタ電流1cの最大値１cmに応じて決まり（例
えば15A）、１cmが大きいほど大電力が必要であ
つた。

さらに、コレクタ電流1cはいわゆる少数キヤリ
タ蓄積効果によりベース電流1b＋が遮断されて
から一定時間toffだけ流れつづけるものであり、
このtoffはトランジスタ７の特性バラツキや温度
などによつて変化するものであつた。そして、こ
のtoffの変化によつて、インバータの出力が変化
するという結果を生じるものであつた。

このような条件下でトランジスタ７を駆動する
ため駆動回路９は例えば第４図ｂのような構成と
なるものである。すなわち電源トランス２１より
得られる直流電源２２，２３、発振回路２４、ト
ランジスタ２５，２６，２７、抵抗器２５−３
６、およびダイオード３７より構成されている。

発振回路２４は所定の周期の導通期間でトラン
ジスタ２５，２６を交互にオンオフし、第５図ｃ
のようなベース電流をトランジスタ７に供給す
る。しかしながらこのトランジスタ２５，２６は
かなりの大電流を扱い得るものであることが必要
であり、かつ直流電源２２，２３もこの大電流を
供給することが必要であつた。したがつて、駆動
回路９および電源トランス２１は大型で高価なも
のとならざるを得なかつた。

特に高周波大電流でトランジスタ７を動作させ
る場合は駆動回路９および電源トランス２１は極
めて大型で高価なものとなり、例えば20W−50W
程度の電力が必要となるものであつた。

発明が解決しようとする問題点 このような従来の高周波加熱装置は前述したよ
うに次のような欠点があつた。

従来の高周波加熱装置は昇圧トランス６をトラ
ンジスタ７等より成るインバータにて付勢し、そ
の電源装置の小型、軽量、低コスト化を図るもの
であつた。

しかしながら、トランジスタ７には第５図ａお
よびｃのようにコレクタ電流1cのピーク値１cmに
相当するベース電流1bm＋を供給することが必要
であり、この1bm＋を供給するための電力はかな
り大きなものとなつていた。例えば１cm＝60Aと
しトランジスタ７のhfeを30とすると1bm＋＝2A
となり、駆動回路９の消費電力は極めて大きなも
のとなり、駆動回路９および電源トランス２１の
大型化高価格化を避けることが困難であつた。

さらに、温度変化などによるトランジスタ７の
ストレージタイム（第５図におけるtoffの主因）
の変化や、マグネトロン１５の温度変化や経時変
化により生じるコレクタ電流１cmの変化に対応す
るためにはこれに十分なベース電流を供給するこ
とが必要であり、一層駆動回路９、電源トランス
２１などの大型化高価格化を生じるばかりでな
く、高周波加熱装置の出力変動を大きくして不安
定なものとし、かつ無駄なトランジスタ７等の損
失を生じさせ、信頼性、安全性を低下させてしま
うという欠点があつた。

さらにまた、高圧高周波ダイオード１４はその
損失を低くおさえ実用的な性能を実現することが
困難であり、また実現しても極めて高価なものと
ならざるを得なかつた。

問題点を解決するための手段 本発明はこのような従来の高周波加熱装置の欠
点を解決するためになされたものであり、以下に
述べる手段により構成された高周波加熱装置であ
る。

即ち、商用電源などより得られる単方向電源
と、前記単方向電源により電力を受け半導体スイ
ツチ素子を有するインバータと、共振コンデンサ
と共振回路を形成し前記インバータの出力を昇圧
する昇圧トランスと、前記半導体スイツチ素子を
駆動する駆動回路とを備え、前記昇圧トランスの
二次巻線にコンデンサおよびマグネトロンを並列
接続して前記マグネトロンを付勢する構成とする
とともに、前記半導体スイツチ素子を第一および
第二のトランジスタの直列接続体で構成し、前記
第一のトランジスタを付勢する直流電源と第二の
トランジスタを付勢する発振回路とを前記駆動回
路に設け、前記発振回路が前記共振回路に同期し
て発振する構成としたものである。

作 用 本発明は上記構成により以下に述べる作用を有
するものである。

即ち、本発明の高周波加熱装置は、昇圧トラン
スの二次巻線にコンデンサとマグネトロンとを設
け、共振型インバータで昇圧トランスを駆動する
よう構成するとともに、共振型インバータの半導
体スイツチ素子を第一および第二のトランジスタ
の直列接続体で構成し、第一のトランジスタを直
流電源で、第二のトランジスタを発振回路で付勢
する構成とし、発振回路が共振回路と同期して動
作するように構成したので、高価な高圧ダイオー
ドを用いることなくマグネトロンを駆動すること
ができ、しかも大電力を扱うトランジスタのスイ
ツチング動作を安定化し、かつ、駆動回路構成の
関素化を実現して大型化高価格化せざるを得なか
つた駆動回路や電源トランスをコンパクトで低価
格なものとすることができる。また、特性変化に
よつて生じる半導体スイツチ素子電流の変動を防
止し、マグネトロンの出力を安定化しかつ半導体
スイツチ素子等の無駄な電力消費を抑制し信頼性
を向上させるという作用を有するものである。

実施例 以下本発明の高周波加熱装置の一実施例につい
て図面とともに説明する。

第１図は本発明の一実施例を示す高周波加熱装
置の回路図であり、第４図と同符号のものは相当
する構成要素であり説明を省略する。

第１図に於て、昇圧トランス６の二次巻線１１
にはマグネトロン１５が接続されるとともに、そ
のフイルタコンデンサ１６，１７が図のように並
列接続されている。一方、昇圧トランス６は通常
のトランスよりも一次二次巻線間結合係数が小さ
く（例えば、0.8程度）構成されており、かなり
大きい漏洩インダクタンスを有している。この漏
洩インダクタンスとフイルタコンデンサ１６，１
７とが一種のローパスフイルタの作用をするた
め、従来用いられていた高圧ダイオードを用いな
くてもマグネトロンのアノードピーク電源を小さ
く抑えつつ、所定の電波出力を得ることができ、
高圧ダイオードを省略してもマグネトロンを安定
に動作させることができる。すなわち、漏洩イン
ダクタンスとフイルタコンデンサ１６，１７とに
より、アノード電流のピーク値を抑制することが
できる。このような回路構成にした場合、スイツ
チングトランジスタにはどうしても大電流負荷条
件となるので、単純なバイポーラトランジスタで
はどうしてもスイツチング損失が増加してしま
う。そこで図のように第一および第二のトランジ
スタ４０，４１を直列接続し、第一のトランジス
タ４０のベースには直流電源４２を、第二のトラ
ンジスタ４１のゲートには発振回路４３をそれぞ
れ接続するようにしたものである。この構成によ
りスイツチ素子４４の耐圧を第一のトランジスタ
４０で分担し、スイツチ動作を第二のトランジス
タ４１で分担するようにすることができ、スイツ
チ素子４４全体としてのスイツチ損失を低く抑
え、高圧ダイオードを省略した回路構成でありな
がら安定で効率のよいマグネトロン駆動用インバ
ータを実現することができる。また、第一のトラ
ンジスタ４０はスイツチ速度が遅いものでよいの
で、高hfeトランジスタを用いることができ、第
二のトランジスタ４１は低耐圧の電界効果トラン
ジスタを用いることができるので、駆動回路９の
消費電力は従来に比べて著しく小さくすることが
できる。したがつて電源トランス２１もコンパク
トで低価格のものでよく、駆動回路９全体をコン
パクトで低価格のものとすることが可能である。
また発振回路４３は図のようにコンデンサ４の電
圧および第一のトランジスタ４０のコレクタ電圧
を検出し共振コンデンサ５と昇圧トランス６との
共振に同期して動作する構成である。

第２図は駆動回路９のさらに詳しい実施回路例
であり、第１図と同符号のものは相当する構成要
素であり説明を省略する。

第２図において、発振回路４３は、抵抗器４５
−４８、比較器５０、遅延手段５０、微分器５１
よりなるゼロクロス検知部と、抵抗器５２−５
４、コンデンサ５５、比較器５６、微分器５７よ
り成る最長周期タイマーと、抵抗器５７−６０、
ダイオード６１、コンデンサ６２、比較器６３、
可変基準電圧源６４より成るオン時間タイマー
と、このオン時間タイマーの出力をＳ入力とし、
最長周期タイマーとゼロクロス検知部との和出力
をＲ入力とするＲ−Ｓ／FF６５により構成され
ている。６６はアンドゲート、６７，６８はイン
バータゲート、６９はダイオードである。また第
１のトランジスタ４０を付勢する直流電源４２に
はコンデンサ７０、抵抗器７１、ダイオード７２
が図のように接続されており、第１のトランジス
タ４０がベース接地動作を良好にかつ効率良く行
えるようになつている。従つて、従来のtoffによ
る特性変動を防止することができる。

第３図は第２図の駆動回路の動作を説明する波
形図であり、同図ａおよびｂはスイツチ素子４４
に流れる電流１ｃ／ｄおよび第１のトランジスタ
４０のコレクタと第２の電界効果トランジスタ４
１のドレインとの間の電圧Vcdである。また同図
ｃないしｇは発振回路４４の各部動作波形であ
る。

ゼロクロス検知部出力Ａは同図ｃのようにコン
デンサ４の電圧VsとVcdとのクロスポイントか
ら一定時間tdだけ遅延してゼロクロス近傍でゼロ
クロスパルスＡを発生する。もし何らかの原因で
このクロスポイントが検知されない場合は同図ｃ
およびｄに破線で示すようにコンデンサ５５の電
圧Ｂが所定値Ｃになつた時点で強制ゼロクロスパ
ルスが最長周期タイマーより発生される。Ｒ−
Ｓ／FF６５のＲ入力にパルスＡが入力されると
Ｑ出力は同図ｅのようにＨとなり第２の電界効果
トランジスタ４１、したがつてスイツチ素子４４
がオンとなり、1cが流れる。同時にオン時間タイ
マーのコンデンサ６２が同図ｆのように充電さ
れ、可変基準電圧源６４よりきめられる電圧Ｅに
達するとオン時間タイマーはＲ−Ｓ／FF６５の
Ｓ入力に同図ｇのパルスＦを入力する。したがつ
て出力ＱはＬとなり、第２の電界効果トランジス
タ４１、したがつてスイツチ素子４４がオフとな
り最初の状態に戻り、これをくりかえす。

このような回路動作において、第２の電界効果
トランジスタ４１はCMOS−ICなどで直接駆動
できるので極めて簡単で低パワーの回路となりコ
ンパクトで低価格なものとすることができる。さ
らに第１のトランジスタ４０は低スイツチ速度の
ものでよいから極めて高いhfeのトランジスタを
用いることができ、直流電源４２もコンパクトで
低価格なものとすることができる。

発明の効果 以上に述べたように本発明によれば、以下のよ
うな効果を得ることができる。

直流電源あるいは商用電源より得た単方向電源
より電力を得る半導体スイツチインバータにより
昇圧トランスを付勢しマグネトロンを駆動する構
成とし、昇圧トランスの二次巻線にコンデンサと
マグネトロンとを並列接続する構成とするととも
に、半導体スイツチ素子を第一および第二のトラ
ンジスタの直列接続体で構成し、第一のトランジ
スタを駆動回路の直流電源で、第二のトランジス
タを駆動回路の発振回路で付勢するように構成し
たので、 (1) 高価な高周波高電圧ダイオードなしでマグネ
トロンを安定に動作させることができる。

(2) 高周波高電圧ダイオードをなくすることによ
り生じる半導体スイツチ素子の負担を軽減し高
効率で信頼性の高いインバータ回路を実現する
ことができる。

(3) 半導体スイツチ素子の駆動回路構成を簡略化
し、駆動回路およびその電源トランスを大幅に
コンパクト化低コスト化することができる。

(4) 上記の結果、高圧ダイオードなどの構成部品
の省略や駆動回路などのコンパクト化により、
高周波加熱装置全体を大幅に小型化低コスト化
することができる。

(5) また、第一および第二のトランジスタの直列
接続体とその周辺回路を１チツプまたは複数の
チツプで一体に構成すれば一層のコンパクト化
高信頼性化を実現でき、信頼性の高い高周波加
熱装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す高周波加熱装
置の回路図、第２図は同装置の駆動回路の詳細な
回路図、第３図は同装置の各部動作電流波形図、
第４図ａ，ｂは従来の高周波加熱装置の回路図、
第５図ａ，ｂ，ｃは同装置の各部動作電流波形図
である。 １……商用電源、２，３，４……単方向電源、
２……ダイオードブリツジ、３……インダクタ、
４……コンデンサ）、５……共振コンデンサ、６
……昇圧トランス、９……駆動回路、１０……一
次巻線、１１……二次巻線、１５……マグネトロ
ン、４０……第一のトランジスタ、４１……第二
のトランジスタ、４２……直流電源、４３……発
振回路、４４……半導体スイツチ素子。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 商用電源などより得られる単方向電源と、前
   記単方向電源により電力を受け、共振コンデンサ
   と半導体スイツチ素子を有するインバータと、前
   記共振コンデンサと共振回路を構成しインバータ
   の出力を昇圧する漏洩型昇圧トランスと、前記半
   導体スイツチ素子を駆動する駆動回路とを備え、
   前記昇圧トランスの二次巻線にコンデンサ及びマ
   グネトロンを並列接続して前記マグネトロンを付
   勢する構成とするとともに、前記スイツチ素子を
   第一のトランジスタと第二のトランジスタとの直
   列接続体で構成し、前記第一のトランジスタを付
   勢する直流電源と第二のトランジスタを付勢する
   発振回路とを前記駆動回路に設け、前記発振回路
   が前記共振回路に同期して発振する構成とした高
   周波加熱装置。 ２ 第一のトランジスタをバイポーラトランジス
   タで構成し第二のトランジスタを電界効果トラン
   ジスタで構成した特許請求の範囲第１項記載の高
   周波加熱装置。 ３ 第一のトランジスタと第二のトランジスタと
   を１チツプまたは２チツプで構成し、単一のパツ
   ケージに収納して一体化した特許請求の範囲第１
   項または第２項記載の高周波加熱装置。 ４ 第一のトランジスタのコレクタ電圧と単方向
   電源の電圧とを検出して発振回路を共振回路に同
   期させるよう構成した特許請求の範囲第１項記載
   の高周波加熱装置。 ５ 二次巻線に接続されるコンデンサをマグネト
   ロンの不要輻射防止用コンデンサと兼用した特許
   請求の範囲第１項記載の高周波加熱装置。