JPH057641B2 - - Google Patents
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- JPH057641B2 JPH057641B2 JP58048187A JP4818783A JPH057641B2 JP H057641 B2 JPH057641 B2 JP H057641B2 JP 58048187 A JP58048187 A JP 58048187A JP 4818783 A JP4818783 A JP 4818783A JP H057641 B2 JPH057641 B2 JP H057641B2
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- output
- circuit
- scale
- physical quantity
- converter
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
- G01D5/26—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable characterised by optical transfer means, i.e. using infrared, visible, or ultraviolet light
- G01D5/32—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable characterised by optical transfer means, i.e. using infrared, visible, or ultraviolet light with attenuation or whole or partial obturation of beams of light
- G01D5/34—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable characterised by optical transfer means, i.e. using infrared, visible, or ultraviolet light with attenuation or whole or partial obturation of beams of light the beams of light being detected by photocells
- G01D5/36—Forming the light into pulses
- G01D5/38—Forming the light into pulses by diffraction gratings
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- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Optical Transform (AREA)
- Length Measuring Devices By Optical Means (AREA)
- Length Measuring Devices With Unspecified Measuring Means (AREA)
- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は光の干渉を利用した光学式スケール読
取装置に関し、更に詳しくは振幅基準内挿法を用
いて高性能化を図つた光学式スケール読取装置に
関する。
取装置に関し、更に詳しくは振幅基準内挿法を用
いて高性能化を図つた光学式スケール読取装置に
関する。
光学式スケール読取装置としては、従来より
種々のものが知られている。第１図は、振幅基準
内挿法を用いた従来のこの種の装置の一構成を示
す図である。同図ａはその機械的構成を、ｂは電
気的構成をそれぞれ示している。ａにおいて、１
は光源、２はビームスプリツタ、３はコンデンサ
レンズ、４はビームスプリツタ２の一部反射光を
受ける光量制御用検出器、５は基準格子、６は走
査格子、７は集光レンズ、８は光電変換素子であ
る。ｂにおいて、９は光電変換素子８の出力を受
けて位相の異なる正弦波と余弦波を出力するピツ
クアツプ、１０は該ピツクアツプの両出力を受け
て三角波と基準電圧とを合成して出力するアナロ
グ合成回路、１１は該アナログ合成回路から出力
される基準電圧を分圧して複数個の比較基準電圧
をつくり出す抵抗分圧回路、１２はアナログ合成
回路１０の三角波出力と抵抗分圧回路１１の出力
とを比較しそれぞれの基準電圧に対して“０”或
いは“１”の論理値を出力する比較回路、１３は
該比較回路の出力を受けて、回転方向ごとにスケ
ール５の移動距離に応じたパルスを発生する方向
弁別回路である。該方向弁別回路の出力はカウン
タで計数、表示される。従来のこの種の装置は、
下に示すような不具合を有している。
種々のものが知られている。第１図は、振幅基準
内挿法を用いた従来のこの種の装置の一構成を示
す図である。同図ａはその機械的構成を、ｂは電
気的構成をそれぞれ示している。ａにおいて、１
は光源、２はビームスプリツタ、３はコンデンサ
レンズ、４はビームスプリツタ２の一部反射光を
受ける光量制御用検出器、５は基準格子、６は走
査格子、７は集光レンズ、８は光電変換素子であ
る。ｂにおいて、９は光電変換素子８の出力を受
けて位相の異なる正弦波と余弦波を出力するピツ
クアツプ、１０は該ピツクアツプの両出力を受け
て三角波と基準電圧とを合成して出力するアナロ
グ合成回路、１１は該アナログ合成回路から出力
される基準電圧を分圧して複数個の比較基準電圧
をつくり出す抵抗分圧回路、１２はアナログ合成
回路１０の三角波出力と抵抗分圧回路１１の出力
とを比較しそれぞれの基準電圧に対して“０”或
いは“１”の論理値を出力する比較回路、１３は
該比較回路の出力を受けて、回転方向ごとにスケ
ール５の移動距離に応じたパルスを発生する方向
弁別回路である。該方向弁別回路の出力はカウン
タで計数、表示される。従来のこの種の装置は、
下に示すような不具合を有している。
(1) 正弦波、余弦波を全波整流して直流基準電圧
を合成するようにしているので基準電圧が歪み
精度のよい補間ができない。
を合成するようにしているので基準電圧が歪み
精度のよい補間ができない。
(2) 最小分解能パルスを作つてからカウンタで計
数するので、補間をするときの誤差が蓄積され
てしまう。
数するので、補間をするときの誤差が蓄積され
てしまう。
(3) 最小分解能パルスを、高速移動時にも正確に
出力しなければならないので、アナログ合成回
路１０に高速のものが要求される。
出力しなければならないので、アナログ合成回
路１０に高速のものが要求される。
(4) 分解能を上げると出力パルスの周波数が増加
し、高速移動時にカウンタも高速のものが必要
である。また、カウンタの応答速度で移動速度
が制限される。
し、高速移動時にカウンタも高速のものが必要
である。また、カウンタの応答速度で移動速度
が制限される。
本発明はこのような点に鑑みてなされたもので
あつて、基準電圧を（正弦波）2＋（余弦波）2の平
方根によつてつくり、歪みのない直流としアナロ
グ分割の精度を上げると共に、正弦波、余弦波の
出力のうち感度のよい方を選択して入力するＡ／
Ｄ変換器でアナログ分割し、高速移動中は1/4分
割したパルスを計数し、低速移動になるとアナロ
グ補間を行うようにして上記欠点を無くした超高
分解能の光学式スケール読取装置を実現したもの
である。
あつて、基準電圧を（正弦波）2＋（余弦波）2の平
方根によつてつくり、歪みのない直流としアナロ
グ分割の精度を上げると共に、正弦波、余弦波の
出力のうち感度のよい方を選択して入力するＡ／
Ｄ変換器でアナログ分割し、高速移動中は1/4分
割したパルスを計数し、低速移動になるとアナロ
グ補間を行うようにして上記欠点を無くした超高
分解能の光学式スケール読取装置を実現したもの
である。
以下、図面を参照して本発明を詳細に説明す
る。
る。
第２図は、本発明の一実施例を示す電気的構成
図である。図において、PD1乃至PD3はそれぞれ
位相の異なる干渉光を受けて電気信号に変換する
光電変換素子、２０は光電変換素子PD3の出力を
受ける第１の増幅器、２１は光電変換素子PD1の
出力を受ける第２の増幅器、２２は光電変換素子
PD2の出力を受ける第３の増幅器である。第１の
増幅器２０の出力は、第２及び第３の増幅器２
１，２２に共通に入力している。２３は第２の増
幅器２１の出力を受けパルスに変換する第１の比
較器、２４は第３の増幅器２２の出力を受けパル
スに変換する第２の比較器である。２５は比較器
２３，２４の出力を受けて周期を1/4に分割する
とともにスケールの移動方向を弁別する方向弁別
回路、２６は該方向弁別回路のパルス出力を計数
するカウンタ、２７は第２の増幅器２１の正弦波
出力を自乗する第１の演算器、２８は第３の増幅
器２２の出力を自乗する第２の演算器である。
図である。図において、PD1乃至PD3はそれぞれ
位相の異なる干渉光を受けて電気信号に変換する
光電変換素子、２０は光電変換素子PD3の出力を
受ける第１の増幅器、２１は光電変換素子PD1の
出力を受ける第２の増幅器、２２は光電変換素子
PD2の出力を受ける第３の増幅器である。第１の
増幅器２０の出力は、第２及び第３の増幅器２
１，２２に共通に入力している。２３は第２の増
幅器２１の出力を受けパルスに変換する第１の比
較器、２４は第３の増幅器２２の出力を受けパル
スに変換する第２の比較器である。２５は比較器
２３，２４の出力を受けて周期を1/4に分割する
とともにスケールの移動方向を弁別する方向弁別
回路、２６は該方向弁別回路のパルス出力を計数
するカウンタ、２７は第２の増幅器２１の正弦波
出力を自乗する第１の演算器、２８は第３の増幅
器２２の出力を自乗する第２の演算器である。
２９は演算器２７，２８の自乗和を出力する加
算器、SWは増幅器２１，２２のうち何れか一方
を選択するスイツチ、３３は加算器２９の出力を
演算し平方根を出力る平方根回路、３０は該平方
根回路の出力を基準電圧、スイツチSWを介して
送られてくる正弦波を入力未知電圧とするＡ／Ｄ
変換器、３１はカウンタ２６の内容とＡ／Ｄ変換
器３０の出力を受けて所定の演算を行いスケール
の移動量及び移動方向を算出するとともにスイツ
チSWの切換制御を行う演算制御回路、３２は該
演算制御回路の出力を表示する表示部である。演
算制御回路３１としては、例えばマイクロコンピ
ユータが用いられる。このように構成された装置
の動作を説明すれば、以下のとおりである。
算器、SWは増幅器２１，２２のうち何れか一方
を選択するスイツチ、３３は加算器２９の出力を
演算し平方根を出力る平方根回路、３０は該平方
根回路の出力を基準電圧、スイツチSWを介して
送られてくる正弦波を入力未知電圧とするＡ／Ｄ
変換器、３１はカウンタ２６の内容とＡ／Ｄ変換
器３０の出力を受けて所定の演算を行いスケール
の移動量及び移動方向を算出するとともにスイツ
チSWの切換制御を行う演算制御回路、３２は該
演算制御回路の出力を表示する表示部である。演
算制御回路３１としては、例えばマイクロコンピ
ユータが用いられる。このように構成された装置
の動作を説明すれば、以下のとおりである。
読取ヘツド（図示せず）からは、スケールの移
動量ｘに対応して90゜位相差のある２つの正弦波、
つまりsin波とcos波が得られる。光電変換素子
PD1，PD2で得られた信号は、それぞれ直流バイ
アスを含んでいるので、増幅器２０の直流出力を
各増幅器２１，２２に加えてキヤンセルしてい
る。PD1，PD2のバイアス値に差がある場合、増
幅器２１，２２の入力抵抗R1，R2の値を調節し
て値を合わせている。増幅器２１，２２の出力
は、それぞれ比較器２３，２４でパルス化された
後、方向弁別回路２５に入り該弁別回路で移動方
向を示す信号と周期が1/4に分割されたパルスが
つくられ出力される。これらパルスはカウンタ２
６で計数出力される。上述の方法により、PD1，
PD2の出力周期はスケールピツチの1/2なので分
解能はスケールピツチの1/8になる。本発明では、
Ａ／Ｄ変換器３０を用いてカウンタ２６の出力パ
ルスを更に補間して超高分解能を実現しようとす
るものである。
動量ｘに対応して90゜位相差のある２つの正弦波、
つまりsin波とcos波が得られる。光電変換素子
PD1，PD2で得られた信号は、それぞれ直流バイ
アスを含んでいるので、増幅器２０の直流出力を
各増幅器２１，２２に加えてキヤンセルしてい
る。PD1，PD2のバイアス値に差がある場合、増
幅器２１，２２の入力抵抗R1，R2の値を調節し
て値を合わせている。増幅器２１，２２の出力
は、それぞれ比較器２３，２４でパルス化された
後、方向弁別回路２５に入り該弁別回路で移動方
向を示す信号と周期が1/4に分割されたパルスが
つくられ出力される。これらパルスはカウンタ２
６で計数出力される。上述の方法により、PD1，
PD2の出力周期はスケールピツチの1/2なので分
解能はスケールピツチの1/8になる。本発明では、
Ａ／Ｄ変換器３０を用いてカウンタ２６の出力パ
ルスを更に補間して超高分解能を実現しようとす
るものである。
演算器２７，２８の自乗出力を続く加算器２９
で加算増幅し、平方根回路３３で基準電圧をつく
り、この基準電圧をＡ／Ｄ変換器３０の基準電圧
としている。増幅器２１，２２の出力e1，e2は次
式を満たす。
で加算増幅し、平方根回路３３で基準電圧をつく
り、この基準電圧をＡ／Ｄ変換器３０の基準電圧
としている。増幅器２１，２２の出力e1，e2は次
式を満たす。
e1＝asinπx／ｄ
e2＝acosπx／ｄ
但し、ａ；振幅、ｄ；スケールピツチ、ｘ；ス
ケール移動量 従つて、平方根回路３３の出力、即ち基準電圧
erは次式のようになる。
ケール移動量 従つて、平方根回路３３の出力、即ち基準電圧
erは次式のようになる。
即ち、Ａ／Ｄ変換器３０の基準電圧はスケール
の移動量によらず常に振幅値となり、振幅が変化
しても正確に分割することが可能となる。一方、
該Ａ／Ｄ変換器の入力未知電圧としては、sin波
或いはcos波のうち感度の良い方が選択される。
選択は、演算制御回路３１が行う。即ち、演算制
御回路３１から切換信号がスイツチSWに印加さ
れ、これによりスイツチSWは感度のよい方を選
択してＡ／Ｄ変換器３０に入力する。スケールが
高速で移動しているときには方向弁別回路２５の
出力パルスを計数し、スケールが低速または停止
したときはＡ／Ｄ変換器３０で補間するので、基
準電圧回路２７〜２９やＡ／Ｄ変換器３０は低速
動作のものであつてよい。スケールが停止した
後、演算制御回路３１はカウンタ２６の値とＡ／
Ｄ変換器３０の値とを受けて所定の演算処理を行
い、表示部３２でスケールの移動距離及び移動方
向を表示させる一方、サーボループ（図示せず）
にデータを送つたりする。
の移動量によらず常に振幅値となり、振幅が変化
しても正確に分割することが可能となる。一方、
該Ａ／Ｄ変換器の入力未知電圧としては、sin波
或いはcos波のうち感度の良い方が選択される。
選択は、演算制御回路３１が行う。即ち、演算制
御回路３１から切換信号がスイツチSWに印加さ
れ、これによりスイツチSWは感度のよい方を選
択してＡ／Ｄ変換器３０に入力する。スケールが
高速で移動しているときには方向弁別回路２５の
出力パルスを計数し、スケールが低速または停止
したときはＡ／Ｄ変換器３０で補間するので、基
準電圧回路２７〜２９やＡ／Ｄ変換器３０は低速
動作のものであつてよい。スケールが停止した
後、演算制御回路３１はカウンタ２６の値とＡ／
Ｄ変換器３０の値とを受けて所定の演算処理を行
い、表示部３２でスケールの移動距離及び移動方
向を表示させる一方、サーボループ（図示せず）
にデータを送つたりする。
第３図は、本発明に使用する読取ヘツド部の構
成を示す図である。
成を示す図である。
図において、４１は半導体レーザ等を用いた可
干渉性光源、４２は該光源の発射光を受ける集光
レンズ、４３は反射形スケール、４４，４５はそ
れぞれスケール４３の反射回折光を受けるミラ
ー、４６はこれらミラーの反射光を受ける第１の
ハーフミラー、４７は該第１のハーフミラーの透
過光を受けて混合干渉させる第２のハーフミラ
ー、４８，４９は該第２のハーフミラーの位相の
異なる干渉光を受けて電気信号に変換する受光素
子、５０，５１はこれら受光素子の出力を増幅す
る増幅器、５２はこれら増幅器の出力を受けて演
算処理を施しスケール４３の移動距離を算出する
信号処理回路、５３は該信号処理回路の出力を表
示する表示部、５４は第１のハーフミラー４６の
反射光を受ける受光素子である。このように構成
された装置の動作を説明すれば、以下のとおりで
ある。
干渉性光源、４２は該光源の発射光を受ける集光
レンズ、４３は反射形スケール、４４，４５はそ
れぞれスケール４３の反射回折光を受けるミラ
ー、４６はこれらミラーの反射光を受ける第１の
ハーフミラー、４７は該第１のハーフミラーの透
過光を受けて混合干渉させる第２のハーフミラ
ー、４８，４９は該第２のハーフミラーの位相の
異なる干渉光を受けて電気信号に変換する受光素
子、５０，５１はこれら受光素子の出力を増幅す
る増幅器、５２はこれら増幅器の出力を受けて演
算処理を施しスケール４３の移動距離を算出する
信号処理回路、５３は該信号処理回路の出力を表
示する表示部、５４は第１のハーフミラー４６の
反射光を受ける受光素子である。このように構成
された装置の動作を説明すれば、以下のとおりで
ある。
半導体レーザ４１の出力光はレンズ４２によつ
て受光素子４８，４９に集光する角度（もしくは
平行光）になる。このとき、偏光面を図に示す向
きになるようにしておく。この光をスケール４３
に投射する。スケールとしては例えば正確に溝を
一定間隔で刻まれた回折格子或いはホログラフイ
技術による回折格子等が使用される。従つて投射
された光は回折する。このときの回折角θはスケ
ールピツチｄ、半導体レーザ４１の波長をλとす
ると次式が成立する。
て受光素子４８，４９に集光する角度（もしくは
平行光）になる。このとき、偏光面を図に示す向
きになるようにしておく。この光をスケール４３
に投射する。スケールとしては例えば正確に溝を
一定間隔で刻まれた回折格子或いはホログラフイ
技術による回折格子等が使用される。従つて投射
された光は回折する。このときの回折角θはスケ
ールピツチｄ、半導体レーザ４１の波長をλとす
ると次式が成立する。
sinθ＝mλ／ｄ（ｍ；整数）
但し−90゜≦θ90゜、−１≦ｍ／ｄ≦＋１、ここ
で、たとえばλ＝0.78μｍ、ｄ＝0.83μｍとすると
ｍ＝０、±１となり、θ＝0゜（ｍ＝０で０次回折
光）、θ＝±70.0゜（ｍ＝±１で±１次回折光） となる。±１次回折光はそれぞれミラー４４，４
５で反射され、ハーフミラー４６を通過した後第
２のハーフミラー４７で混合し干渉させられる。
この干渉させられた光はそれぞれ受光素子４８，
４９で電気信号に変換される。このとき、干渉し
た光には90゜の位相差を持たせなければならない。
以下にその方法を示す。第４図はハーフミラー４
７で干渉するときの様子を示す図である。図にお
いて、６０はガラス、６１は金属半透過面であ
る。一般に金属面での反射の際には位相が遅れガ
ラス面での反射および透過光は位相は遅れない。
同図において、−１次回折光のハーフミラー２７
での反射による位相遅れをδr1、＋１次回折光の反
射による位相遅れをδr2、該ハーフミラーのガラ
ス媒質中での位相遅れをそれぞれ図に示すように
δt1〜δt3とする。＋１次光がハーフミラーで反射透
過して受光素子４８，４９の方向へ行く光を
P+1，Q+1、−１次光が同様に受光素子の方向へ行
く光をP-1，Q-1とする。これら４つの光束の位
相遅れはそれぞれ次のようになる。
で、たとえばλ＝0.78μｍ、ｄ＝0.83μｍとすると
ｍ＝０、±１となり、θ＝0゜（ｍ＝０で０次回折
光）、θ＝±70.0゜（ｍ＝±１で±１次回折光） となる。±１次回折光はそれぞれミラー４４，４
５で反射され、ハーフミラー４６を通過した後第
２のハーフミラー４７で混合し干渉させられる。
この干渉させられた光はそれぞれ受光素子４８，
４９で電気信号に変換される。このとき、干渉し
た光には90゜の位相差を持たせなければならない。
以下にその方法を示す。第４図はハーフミラー４
７で干渉するときの様子を示す図である。図にお
いて、６０はガラス、６１は金属半透過面であ
る。一般に金属面での反射の際には位相が遅れガ
ラス面での反射および透過光は位相は遅れない。
同図において、−１次回折光のハーフミラー２７
での反射による位相遅れをδr1、＋１次回折光の反
射による位相遅れをδr2、該ハーフミラーのガラ
ス媒質中での位相遅れをそれぞれ図に示すように
δt1〜δt3とする。＋１次光がハーフミラーで反射透
過して受光素子４８，４９の方向へ行く光を
P+1，Q+1、−１次光が同様に受光素子の方向へ行
く光をP-1，Q-1とする。これら４つの光束の位
相遅れはそれぞれ次のようになる。
P+1；δt1＋δr2＋δt2、P-1；δt3
Q+1；δt1、Q-1；δr1
従つて、P+1とP-1の位相差Δ1、Q+1とQ-1の位
相差Δ2はそれぞれ次式で表される。
相差Δ2はそれぞれ次式で表される。
Δ1＝δt1＋δr2＋δt2−δt3
Δ2＝δt1−Δr1
ここで、P+1とP-2の光路を一致させればδt2＝
δt3となる。従つて次式が成立する。
δt3となる。従つて次式が成立する。
Δ＝δt1＋δr2
さて、P+1とP-1およびQ+1とQ-1がそれぞれ干
渉し受光素子４８，４９に入射する。このとき受
光素子４８，４９の出力の位相差をαとすれば α＝Δ1−Δ2 ＝δt1＋δr2−δt1＋δr1 ＝δr1＋δr2 となる。従つて、受光素子４８，４９の位相差は
δr1およびδr2のみで決まり、ハーフミラー４７の
ガラスの厚さには無関係である。金属面でのδr1，
δr2の値は、入射角Φと入射光の偏光面の角度に
よつて決まる。δr1，δr2が最大になるのは偏光面
を第４図に示す向きにとつたときで、このときフ
レネルの公式および屈折の法則より次式が成立す
る。
渉し受光素子４８，４９に入射する。このとき受
光素子４８，４９の出力の位相差をαとすれば α＝Δ1−Δ2 ＝δt1＋δr2−δt1＋δr1 ＝δr1＋δr2 となる。従つて、受光素子４８，４９の位相差は
δr1およびδr2のみで決まり、ハーフミラー４７の
ガラスの厚さには無関係である。金属面でのδr1，
δr2の値は、入射角Φと入射光の偏光面の角度に
よつて決まる。δr1，δr2が最大になるのは偏光面
を第４図に示す向きにとつたときで、このときフ
レネルの公式および屈折の法則より次式が成立す
る。
Rp＝tan（φ−ｘ）／tan（φ＋ｘ）Ap
sinx＝Sinφ／ｎ（１＋ik）
但し、Rp；反射光複素振幅
Ap；入射光複素振幅
ｘ；複素屈折角
ｎ；金属の屈折率
ｋ；減衰定数
上式からｘを消去すれば反射光の位相遅れδは
次式で示される。
次式で示される。
δ＝tan-1Rp／Ap＝tan-1［2nktanφsinφ（tan2φ＋１
）／tan2φ｛n2＋（nk）2｝−sin2φ（tan2φ＋１）2］
しかし、ハーフミラーの場合には金属面のほか
にガラス面の部分での反射があると考れられる。
ガラス面での反射はブリユースタ角を境にして位
相が180゜反転する。
）／tan2φ｛n2＋（nk）2｝−sin2φ（tan2φ＋１）2］
しかし、ハーフミラーの場合には金属面のほか
にガラス面の部分での反射があると考れられる。
ガラス面での反射はブリユースタ角を境にして位
相が180゜反転する。
そこで、ハーフミラーの場合、入射角Φと受光
素子４８，４９間の位相差αの関係を実測すると
第５図に示すようなものとなり、金属面反射の特
性とガラス面反射の特性を併せもちインコネルハ
ーフミラーの場合Φ＝約75゜でα＝90゜となる。図
において、横軸は入射角Φを、縦軸は受光素子４
８，４９間の位相差αをそれぞれ示している。従
つて、この出力によつてスケールの移動方向が判
別でき、正弦波の波の数を計数して移動量がわか
る。出力は正確に90゜位相差のある正弦波なので
さらにアナログ的に補間して分解能1/100〜1/100
０μｍの超高分解能が得られ、これを表示したり
或いは位置制御に使用したりすることができる。
この90゜の位相差信号を処理する構成はその目的
によつて一般的な各種のものが考えられる。この
ような構成にした場合、スケールに投射された光
ビーム径は約４〜５mmで、スケールのピツチｄを
0.8μmとすればこのビーム径の中に格子は5000本
程度ありこの全ての格子で１本の干渉縞を作るこ
とになる。従つて、スケールの格子欠陥や小さな
ピツチむら或いはスケールに付着したゴミや汚れ
の影響も非常に小さくできる。ところで第３図の
第１のハーフミラー４６と受光素子５４は±１次
回折光の光パワーのモニタとして用いられるもの
で、受光素子４８，４９の出力正弦波のバイアス
成分を除くための電圧をつくるものである。この
ようにすれば、スケールの各場所で回折効率が変
動したり、ゴミや汚れで±１次回折光の強度が変
わつて受光素子４８，４９の出力が変化しても正
確な正弦波とすることができ正確にパルスに変換
することができる。しかし、スケールが均一で移
動に際し位置や角度の変化が小さいような場合は
特に無くてよいものである。
素子４８，４９間の位相差αの関係を実測すると
第５図に示すようなものとなり、金属面反射の特
性とガラス面反射の特性を併せもちインコネルハ
ーフミラーの場合Φ＝約75゜でα＝90゜となる。図
において、横軸は入射角Φを、縦軸は受光素子４
８，４９間の位相差αをそれぞれ示している。従
つて、この出力によつてスケールの移動方向が判
別でき、正弦波の波の数を計数して移動量がわか
る。出力は正確に90゜位相差のある正弦波なので
さらにアナログ的に補間して分解能1/100〜1/100
０μｍの超高分解能が得られ、これを表示したり
或いは位置制御に使用したりすることができる。
この90゜の位相差信号を処理する構成はその目的
によつて一般的な各種のものが考えられる。この
ような構成にした場合、スケールに投射された光
ビーム径は約４〜５mmで、スケールのピツチｄを
0.8μmとすればこのビーム径の中に格子は5000本
程度ありこの全ての格子で１本の干渉縞を作るこ
とになる。従つて、スケールの格子欠陥や小さな
ピツチむら或いはスケールに付着したゴミや汚れ
の影響も非常に小さくできる。ところで第３図の
第１のハーフミラー４６と受光素子５４は±１次
回折光の光パワーのモニタとして用いられるもの
で、受光素子４８，４９の出力正弦波のバイアス
成分を除くための電圧をつくるものである。この
ようにすれば、スケールの各場所で回折効率が変
動したり、ゴミや汚れで±１次回折光の強度が変
わつて受光素子４８，４９の出力が変化しても正
確な正弦波とすることができ正確にパルスに変換
することができる。しかし、スケールが均一で移
動に際し位置や角度の変化が小さいような場合は
特に無くてよいものである。
上述した本発明の特長を列挙すれば、以下のと
おりである。
おりである。
(1) カウンタは、スケールピツチの1/8の分解能
までしか計数していないので、Ａ／Ｄ変換器で
いくら分割してもカウンタの容量及び速度は一
定でよい。従つて、高速応答、超高分解能が実
現できる。
までしか計数していないので、Ａ／Ｄ変換器で
いくら分割してもカウンタの容量及び速度は一
定でよい。従つて、高速応答、超高分解能が実
現できる。
(2) 正弦波、余弦波をスイツチ切り換えて感度の
大きい部分をＡ／Ｄ変換するので、超高分解能
であつもＡ／Ｄ変換器の分解能は低くても（例
えば分解能1/1000μmのとき８ビツト程度）よ
い。
大きい部分をＡ／Ｄ変換するので、超高分解能
であつもＡ／Ｄ変換器の分解能は低くても（例
えば分解能1/1000μmのとき８ビツト程度）よ
い。
(3) Ａ／Ｄ変換器の基準電圧にsin2θ＋cos2θの方
根を使用しているので正確な直流電圧が得ら
れ、sin波、cos波の振幅が変動しても高精度、
超高分解のものが簡単な構成で得られる。
根を使用しているので正確な直流電圧が得ら
れ、sin波、cos波の振幅が変動しても高精度、
超高分解のものが簡単な構成で得られる。
(4) カウンタのパルスカウントとＡ／Ｄ変換器の
分割が独立しているのでＡ／Ｄ変換器で分割す
るときの誤差が累積されない。
分割が独立しているのでＡ／Ｄ変換器で分割す
るときの誤差が累積されない。
(5) 電源を入れた瞬間から全時間範囲で正確な振
幅値を得て、振幅変動の影響を受けずに高精
度・高分解能で物理量の測定を行うことができ
る。
幅値を得て、振幅変動の影響を受けずに高精
度・高分解能で物理量の測定を行うことができ
る。
上述の説明では、スイツチSWの切換信号を演
算制御回路３１から与えたが、第２図に示すよう
うにハードでロジツク回路を構成し該ロジツク回
路でスイツチSWの切換制御を行うようにしても
よい。また、スイツチSWで切換える代わりに従
来例のように正弦波、余弦波の差をつくり三角波
としてもよいし第６図に示すように各正弦波、余
弦波を専用のＡ／Ｄ変換器でデイジタルデータに
変換し、何れのデータを選ぶかを演算制御回路に
判断させるようにしてもよい。図において、７０
は正弦波を受ける第１のＡ／Ｄ変換器、７１は余
弦波を受ける第２のＡ／Ｄ変換器、３１はこれら
両Ａ／Ｄ変換器の出力データを処理する演算制御
回路で第２図に示すと同一のものである。読取ヘ
ツドとしては、第３図に示すようなものに限ら
ず、正弦波、余弦波を出力するものであれば、光
学式スケール、モアレ式スケール、磁気式スケー
ル、電磁式スケール等のリニアスケール、又は回
転エンコーダ等何であつてもよい。また、変位セ
ンサだけでなく、第７図に示すような光導波路形
温度センサ、第８図に示すような光フアイバ形温
度センサ、第９図に示すようなフアラデー素子を
用いた磁束計、電流計、第１０図に示すような光
導波路形電圧計など、90゜位相差のある正弦波を
出力するようなセンサであればどのようなもので
あつてもよい。
算制御回路３１から与えたが、第２図に示すよう
うにハードでロジツク回路を構成し該ロジツク回
路でスイツチSWの切換制御を行うようにしても
よい。また、スイツチSWで切換える代わりに従
来例のように正弦波、余弦波の差をつくり三角波
としてもよいし第６図に示すように各正弦波、余
弦波を専用のＡ／Ｄ変換器でデイジタルデータに
変換し、何れのデータを選ぶかを演算制御回路に
判断させるようにしてもよい。図において、７０
は正弦波を受ける第１のＡ／Ｄ変換器、７１は余
弦波を受ける第２のＡ／Ｄ変換器、３１はこれら
両Ａ／Ｄ変換器の出力データを処理する演算制御
回路で第２図に示すと同一のものである。読取ヘ
ツドとしては、第３図に示すようなものに限ら
ず、正弦波、余弦波を出力するものであれば、光
学式スケール、モアレ式スケール、磁気式スケー
ル、電磁式スケール等のリニアスケール、又は回
転エンコーダ等何であつてもよい。また、変位セ
ンサだけでなく、第７図に示すような光導波路形
温度センサ、第８図に示すような光フアイバ形温
度センサ、第９図に示すようなフアラデー素子を
用いた磁束計、電流計、第１０図に示すような光
導波路形電圧計など、90゜位相差のある正弦波を
出力するようなセンサであればどのようなもので
あつてもよい。
以上詳細に説明したように、本発明によれば基
準電圧を（正弦波）2＋（余弦波）2の平方根によつ
てつくり歪みのない直流としてアナログ分割の精
度を上げると共に、正弦波、余弦波の出力のうち
感度のよい方を選択して入力するＡ／Ｄ変換器で
アナログ分割し、高速動作中は1/4分割したパル
スを計数し、低速移動になるとアナログ補間を行
うようにして超高分解能、高性能化を図つた光学
式スケール読取装置を実現することができる。
準電圧を（正弦波）2＋（余弦波）2の平方根によつ
てつくり歪みのない直流としてアナログ分割の精
度を上げると共に、正弦波、余弦波の出力のうち
感度のよい方を選択して入力するＡ／Ｄ変換器で
アナログ分割し、高速動作中は1/4分割したパル
スを計数し、低速移動になるとアナログ補間を行
うようにして超高分解能、高性能化を図つた光学
式スケール読取装置を実現することができる。
第１図は従来装置例を示す図、第２図は本発明
の一実施例を示す電気的構成図、第３図は本発明
に用いる読取ヘツド部の構成を示す図、第４図は
ハーフミラーで干渉するときの位相関係を示す
図、第５図は入射角と受光素子の間の関係を示す
図、第６図は本発明の他の実施例を示す図、第７
図〜第１０図は各種センサを示す図である。 １……可干渉性光源、２……ビームスプリツ
タ、３，７……レンズ、５……基準格子、６……
走査格子、８……光電変換素子、９……ピツクア
ツプ、１０……アナログ合成回路、１１……抵抗
分圧回路、１２……比較回路、１３……方向弁別
回路、２０〜２２……増幅器、２３，２４……比
較器、２５……方向弁別回路、２６……カウン
タ、２７，２８……演算器、２９……加算器、３
０，７０，７１……Ａ／Ｄ変換器、３１……演算
制御回路、３２……表示部、３３……平方根回
路、３４……演算回路、４２……レンズ、４４，
４５……ミラー、４８，４９，５４……受光素
子、４１……可干渉光源、４３……反射形スケー
ル、４６，４７……ハーフミラー、５０，５１…
…増幅器、５２……信号処理回路、５３……表示
部、６０……ガラス、６１……金属反透過面。
の一実施例を示す電気的構成図、第３図は本発明
に用いる読取ヘツド部の構成を示す図、第４図は
ハーフミラーで干渉するときの位相関係を示す
図、第５図は入射角と受光素子の間の関係を示す
図、第６図は本発明の他の実施例を示す図、第７
図〜第１０図は各種センサを示す図である。 １……可干渉性光源、２……ビームスプリツ
タ、３，７……レンズ、５……基準格子、６……
走査格子、８……光電変換素子、９……ピツクア
ツプ、１０……アナログ合成回路、１１……抵抗
分圧回路、１２……比較回路、１３……方向弁別
回路、２０〜２２……増幅器、２３，２４……比
較器、２５……方向弁別回路、２６……カウン
タ、２７，２８……演算器、２９……加算器、３
０，７０，７１……Ａ／Ｄ変換器、３１……演算
制御回路、３２……表示部、３３……平方根回
路、３４……演算回路、４２……レンズ、４４，
４５……ミラー、４８，４９，５４……受光素
子、４１……可干渉光源、４３……反射形スケー
ル、４６，４７……ハーフミラー、５０，５１…
…増幅器、５２……信号処理回路、５３……表示
部、６０……ガラス、６１……金属反透過面。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 被測定物理量の変化に応じ位相が90゜異なる
２つの正弦波或いはその一周期未満の一部分を出
力するセンサと、該正弦波の各瞬時値をそれぞれ
自乗演算して加算し平方根をとるアナログ回路
と、該アナログ回路の出力を基準電圧とし前記正
弦波の何れか一方若しくは前記正弦波を入力する
演算回路の出力を入力とするＡ／Ｄ変換器と、前
記正弦波が多数の繰り返し信号となる場合に該正
弦波をパルスに変換する比較回路と、２つの前記
正弦波の90゜の位相のずれから物理量の変化方向
を弁別する方向弁別回路と、該方向弁別回路の出
力パルスを計数するカウンタと、該カウンタの内
容を前記Ａ／Ｄ変換器の出力で補間演算し、前記
物理量の変化量を算出する演算制御回路とを具備
したことを特徴とする物理量測定システム。 ２ 前記演算回路として２つの正弦波の何れか１
つを選択するスイツチを用いたことを特徴とする
特許請求の範囲第１項記載の物理量測定システ
ム。 ３ 前記センサとして可干渉性光源の出力をスケ
ールに照射し、反射回折光同士の干渉光を電気信
号に変換してスケールの移動量に応じた信号を出
力する光学式センサを用いたことを特徴とする特
許請求の範囲第１項記載の物理量測定システム。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4818783A JPS59173709A (ja) | 1983-03-23 | 1983-03-23 | 物理量測定システム |
| US06/591,511 US4629886A (en) | 1983-03-23 | 1984-03-20 | High resolution digital diffraction grating scale encoder |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4818783A JPS59173709A (ja) | 1983-03-23 | 1983-03-23 | 物理量測定システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59173709A JPS59173709A (ja) | 1984-10-01 |
| JPH057641B2 true JPH057641B2 (ja) | 1993-01-29 |
Family
ID=12796377
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4818783A Granted JPS59173709A (ja) | 1983-03-23 | 1983-03-23 | 物理量測定システム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59173709A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63115012A (ja) * | 1986-10-31 | 1988-05-19 | Canon Inc | 変位測定装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5826208A (ja) * | 1981-08-08 | 1983-02-16 | Fujitsu Ltd | 位置および速度検出装置 |
-
1983
- 1983-03-23 JP JP4818783A patent/JPS59173709A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59173709A (ja) | 1984-10-01 |
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