JPH05296791A - 信号内挿回路及びそれを用いた変位測定装置 - Google Patents
信号内挿回路及びそれを用いた変位測定装置Info
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- JPH05296791A JPH05296791A JP13017892A JP13017892A JPH05296791A JP H05296791 A JPH05296791 A JP H05296791A JP 13017892 A JP13017892 A JP 13017892A JP 13017892 A JP13017892 A JP 13017892A JP H05296791 A JPH05296791 A JP H05296791A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 広い周波数領域にわたり高い分解能が得られ
る信号内挿回路及びそれを用いた変位測定装置を得るこ
と。 【構成】 正弦波と余弦波の信号のゼロクロス点の時間
幅を測定する測定手段、該２つの信号を入力信号とする
積分型Ａ／Ｄ変換器、該積分型Ａ／Ｄ変換器からの信号
をデジタル信号として出力する信号処理回路、該測定手
段からの信号に応じて該積分型Ａ／Ｄ変換器と該信号処
理回路を制御する制御手段、該測定手段からの信号を積
算する積算手段、そして該積算手段からの信号と該信号
処理回路２０からのデジタル信号とを加えた信号を出力
する加算手段とを利用して該入力信号よりデジタル信号
出力を得るようにしたこと。
る信号内挿回路及びそれを用いた変位測定装置を得るこ
と。 【構成】 正弦波と余弦波の信号のゼロクロス点の時間
幅を測定する測定手段、該２つの信号を入力信号とする
積分型Ａ／Ｄ変換器、該積分型Ａ／Ｄ変換器からの信号
をデジタル信号として出力する信号処理回路、該測定手
段からの信号に応じて該積分型Ａ／Ｄ変換器と該信号処
理回路を制御する制御手段、該測定手段からの信号を積
算する積算手段、そして該積算手段からの信号と該信号
処理回路２０からのデジタル信号とを加えた信号を出力
する加算手段とを利用して該入力信号よりデジタル信号
出力を得るようにしたこと。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は信号内挿回路及びそれを
用いた変位測定装置に関し、例えばインクリメンタル型
のロータリーエンコーダやリニアエンコーダ等におい
て、２つの受光手段で検出される所定の位相差を有した
２組の正弦波信号から、他の異った位相の信号を内挿し
て、複数の位相差の異なる信号を得て、これより検出可
能な角度変位等の分解能を高めるようにした信号内挿回
路及びそれを用いた変位測定装置に関するものである。
用いた変位測定装置に関し、例えばインクリメンタル型
のロータリーエンコーダやリニアエンコーダ等におい
て、２つの受光手段で検出される所定の位相差を有した
２組の正弦波信号から、他の異った位相の信号を内挿し
て、複数の位相差の異なる信号を得て、これより検出可
能な角度変位等の分解能を高めるようにした信号内挿回
路及びそれを用いた変位測定装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来よりインクリメンタル型のロータリ
ーエンコーダ等においては２つの受光手段から得られる
位相の異なる２つの正弦波信号を用いて回転物体の回転
変位量及び回転方向等を検出している。
ーエンコーダ等においては２つの受光手段から得られる
位相の異なる２つの正弦波信号を用いて回転物体の回転
変位量及び回転方向等を検出している。
【０００３】このときの原信号に対して分割単位に相当
する位相差を有した複数の信号を作り、その波形の零点
を検出して分割パルスを得て、検出分解能を高めるよう
にした信号内挿回路が利用されている。
する位相差を有した複数の信号を作り、その波形の零点
を検出して分割パルスを得て、検出分解能を高めるよう
にした信号内挿回路が利用されている。
【０００４】図５は従来の信号内挿回路の要部概略図で
ある。同図において１，２は各々入力端子であり、位相
の異った２つの正弦波信号（入力端子１からの信号に対
して入力端子２からの信号が例えば９０度ずれてい
る。）が入力されてくる。このときの入力信号にはバッ
ファ３，４及び反転バッファ５が接続され、抵抗ネット
ワークを介して４５度、１３５度の位相の異った正弦波
信号が作られる。
ある。同図において１，２は各々入力端子であり、位相
の異った２つの正弦波信号（入力端子１からの信号に対
して入力端子２からの信号が例えば９０度ずれてい
る。）が入力されてくる。このときの入力信号にはバッ
ファ３，４及び反転バッファ５が接続され、抵抗ネット
ワークを介して４５度、１３５度の位相の異った正弦波
信号が作られる。
【０００５】これより位相が０度、４５度、９０度、１
３５度と異った４つの正弦波信号がコンバーター６〜９
によって矩形状に変換される。そして排他的論理回路を
介してパルス信号処理回路１０に入力される。そしてパ
ルス信号処理回路１０により入力信号の位相関係に応じ
てＵＰパルス、又はＤＯＷＮパルスが出力される。同図
における信号内挿回路においては入力正弦波信号の１周
期が８分割された内挿信号を得ることができる。
３５度と異った４つの正弦波信号がコンバーター６〜９
によって矩形状に変換される。そして排他的論理回路を
介してパルス信号処理回路１０に入力される。そしてパ
ルス信号処理回路１０により入力信号の位相関係に応じ
てＵＰパルス、又はＤＯＷＮパルスが出力される。同図
における信号内挿回路においては入力正弦波信号の１周
期が８分割された内挿信号を得ることができる。
【０００６】図６はこのときの各部からの出力信号波形
（ａ〜Ｌ）を示した説明図である。そしてパルス信号処
理回路１０から出力されたパルス数を数えることにより
被検回転物体の角度変位量等を検出している。
（ａ〜Ｌ）を示した説明図である。そしてパルス信号処
理回路１０から出力されたパルス数を数えることにより
被検回転物体の角度変位量等を検出している。
【０００７】尚、パルス信号処理回路１０の機能につい
ては、例えば「デジタル式角度トランスデューサの進
歩」（精密機械、４４巻５号、Ｐ１２〜Ｐ１８、１９７
８年５月、梶谷 誠著）に開示されている。
ては、例えば「デジタル式角度トランスデューサの進
歩」（精密機械、４４巻５号、Ｐ１２〜Ｐ１８、１９７
８年５月、梶谷 誠著）に開示されている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】従来の信号内挿方式で
は正弦波とそれより９０度位相の異なる余弦波を複数の
組抵抗を利用して分割し、その分割値のゼロクロスをコ
ンパレータにより求める位相ディジタイザを用いてい
た。このときの分解能は抵抗及びコンパレータの数とそ
の精度に依存している。
は正弦波とそれより９０度位相の異なる余弦波を複数の
組抵抗を利用して分割し、その分割値のゼロクロスをコ
ンパレータにより求める位相ディジタイザを用いてい
た。このときの分解能は抵抗及びコンパレータの数とそ
の精度に依存している。
【０００９】信号内挿方式により分解能を高めようとす
ると、高精度の抵抗とコンパレータを必要とし、又回路
構成が複雑化して各ノードの実装上の容量値が大きくな
り、周波数特性が悪下し、更に抵抗やコンパレータの高
周波数領域でのマッチングが必要となってくる等の問題
点があった。
ると、高精度の抵抗とコンパレータを必要とし、又回路
構成が複雑化して各ノードの実装上の容量値が大きくな
り、周波数特性が悪下し、更に抵抗やコンパレータの高
周波数領域でのマッチングが必要となってくる等の問題
点があった。
【００１０】これに対して本出願人は特開平３−１１５
９２１号公報において、正弦波と余弦波のゼロクロスを
そのまま積算する回路を設け、入力信号の周波数によ
り、該回路と切り換えることにより回路構成の簡素化を
図り、各ノードの実装上の容量値の増大を防止し、周波
数特性の悪下及び抵抗やコンパレータの高周波数領域で
のマッチングを改良した信号内挿回路を提案している。
９２１号公報において、正弦波と余弦波のゼロクロスを
そのまま積算する回路を設け、入力信号の周波数によ
り、該回路と切り換えることにより回路構成の簡素化を
図り、各ノードの実装上の容量値の増大を防止し、周波
数特性の悪下及び抵抗やコンパレータの高周波数領域で
のマッチングを改良した信号内挿回路を提案している。
【００１１】一般にエンコーダによる測定対象は一定の
重量を有した移動物体であり、その位置測定や位置制御
（サーボ）等においては移動物体自体がイナーシャを持
つ。この為、高精度な測定を要求されるのは比較的緩や
かな移動のときであり、このときエンコーダからの出力
信号の周波数は低い。
重量を有した移動物体であり、その位置測定や位置制御
（サーボ）等においては移動物体自体がイナーシャを持
つ。この為、高精度な測定を要求されるのは比較的緩や
かな移動のときであり、このときエンコーダからの出力
信号の周波数は低い。
【００１２】本発明は先の本出願人が提案した信号内挿
回路を改良し、所定のコンパレータと抵抗とを利用する
ことにより、出力信号が低周波数領域のときに高分解能
が得られ、出力信号が高周波数領域のときには最大限の
帯域が得られ、移動物体の変位情報を広範囲にわたって
高精度に検出することができる信号内挿回路及びそれを
用いた変位測定装置の提供を目的とする。
回路を改良し、所定のコンパレータと抵抗とを利用する
ことにより、出力信号が低周波数領域のときに高分解能
が得られ、出力信号が高周波数領域のときには最大限の
帯域が得られ、移動物体の変位情報を広範囲にわたって
高精度に検出することができる信号内挿回路及びそれを
用いた変位測定装置の提供を目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明の信号内挿回路
は、 （イ）入力されてくる正弦波信号と余弦波信号のゼロク
ロス点の時間幅に関する情報を測定する測定手段、該正
弦波信号と余弦波信号を入力信号とする積分型Ａ／Ｄ変
換器、該積分型Ａ／Ｄ変換器からの信号を処理してデジ
タル信号として出力する信号処理回路、該測定手段から
の信号に応じて該積分型Ａ／Ｄ変換器と該信号処理回路
との駆動を制御する制御手段、該測定手段からの信号を
積算する積算手段、そして該積算手段からの信号と該信
号処理回路からのデジタル信号とを加えた信号を出力す
る加算手段とを利用して、該入力信号よりデジタル出力
信号を得るようにしたことを特徴としている。
は、 （イ）入力されてくる正弦波信号と余弦波信号のゼロク
ロス点の時間幅に関する情報を測定する測定手段、該正
弦波信号と余弦波信号を入力信号とする積分型Ａ／Ｄ変
換器、該積分型Ａ／Ｄ変換器からの信号を処理してデジ
タル信号として出力する信号処理回路、該測定手段から
の信号に応じて該積分型Ａ／Ｄ変換器と該信号処理回路
との駆動を制御する制御手段、該測定手段からの信号を
積算する積算手段、そして該積算手段からの信号と該信
号処理回路からのデジタル信号とを加えた信号を出力す
る加算手段とを利用して、該入力信号よりデジタル出力
信号を得るようにしたことを特徴としている。
【００１４】（ロ）入力されてくる正弦波信号と余弦波
信号のゼロクロス点の時間幅に関する情報を測定する測
定手段、該正弦波信号と余弦波信号を入力信号とする１
ｂｉｔＡ／Ｄ変換器とデジタルフィルターとを有するΔ
Σ型Ａ／Ｄ変換器、該ΔΣ型Ａ／Ｄ変換器からの信号を
処理してデジタル信号として出力する信号処理回路、該
測定手段からの信号に応じて該デジタルフィルターと該
信号処理回路との駆動を制御する制御手段、該測定手段
からの信号を積算する積算手段、そして該積算手段から
の信号と該信号処理回路からのデジタル信号とを加えた
信号を出力する加算手段とを利用して、該入力信号より
デジタル出力信号を得るようにしたことを特徴としてい
る。
信号のゼロクロス点の時間幅に関する情報を測定する測
定手段、該正弦波信号と余弦波信号を入力信号とする１
ｂｉｔＡ／Ｄ変換器とデジタルフィルターとを有するΔ
Σ型Ａ／Ｄ変換器、該ΔΣ型Ａ／Ｄ変換器からの信号を
処理してデジタル信号として出力する信号処理回路、該
測定手段からの信号に応じて該デジタルフィルターと該
信号処理回路との駆動を制御する制御手段、該測定手段
からの信号を積算する積算手段、そして該積算手段から
の信号と該信号処理回路からのデジタル信号とを加えた
信号を出力する加算手段とを利用して、該入力信号より
デジタル出力信号を得るようにしたことを特徴としてい
る。
【００１５】本発明の変位測定装置は、 （ハ）移動物体に設けたスケールを読取手段で読取り、
該読取手段からの信号を利用して該移動物体の変位情報
を検出する際、該読取手段から入力されてくる正弦波信
号と余弦波信号のゼロクロス点の時間幅に関する情報を
測定する測定手段、該正弦波信号と余弦波信号を入力信
号とする積分型Ａ／Ｄ変換器、該積分型Ａ／Ｄ変換器か
らの信号を処理してデジタル信号として出力する信号処
理回路、該測定手段からの信号に応じて該積分型Ａ／Ｄ
変換器と該信号処理回路との駆動を制御する制御手段、
該測定手段からの信号を積算する積算手段、そして該積
算手段からの信号と該信号処理回路からのデジタル信号
とを加えた信号を出力する加算手段とを利用して、該移
動物体の変位情報を検出したことを特徴としている。
該読取手段からの信号を利用して該移動物体の変位情報
を検出する際、該読取手段から入力されてくる正弦波信
号と余弦波信号のゼロクロス点の時間幅に関する情報を
測定する測定手段、該正弦波信号と余弦波信号を入力信
号とする積分型Ａ／Ｄ変換器、該積分型Ａ／Ｄ変換器か
らの信号を処理してデジタル信号として出力する信号処
理回路、該測定手段からの信号に応じて該積分型Ａ／Ｄ
変換器と該信号処理回路との駆動を制御する制御手段、
該測定手段からの信号を積算する積算手段、そして該積
算手段からの信号と該信号処理回路からのデジタル信号
とを加えた信号を出力する加算手段とを利用して、該移
動物体の変位情報を検出したことを特徴としている。
【００１６】（ニ）移動物体に設けたスケールを読取手
段で読取り、該読取手段からの信号を利用して該移動物
体の変位情報を検出する際、該読取手段から入力されて
くる正弦波信号と余弦波信号のゼロクロス点の時間幅に
関する情報を測定する測定手段、該正弦波信号と余弦波
信号を入力信号とする１ ｂｉｔ Ａ／Ｄ変換器とデジ
タルフィルターとを有するΔΣ型Ａ／Ｄ変換器、該ΔΣ
型Ａ／Ｄ変換器からの信号を処理してデジタル信号とし
て出力する信号処理回路、該測定手段からの信号に応じ
て該デジタルフィルターと該信号処理回路との駆動を制
御する制御手段、該測定手段からの信号を積算する積算
手段、そして該積算手段からの信号と該信号処理回路か
らのデジタル信号とを加えた信号を出力する加算手段と
を利用して、該移動物体の変位情報を検出したことを特
徴としている。
段で読取り、該読取手段からの信号を利用して該移動物
体の変位情報を検出する際、該読取手段から入力されて
くる正弦波信号と余弦波信号のゼロクロス点の時間幅に
関する情報を測定する測定手段、該正弦波信号と余弦波
信号を入力信号とする１ ｂｉｔ Ａ／Ｄ変換器とデジ
タルフィルターとを有するΔΣ型Ａ／Ｄ変換器、該ΔΣ
型Ａ／Ｄ変換器からの信号を処理してデジタル信号とし
て出力する信号処理回路、該測定手段からの信号に応じ
て該デジタルフィルターと該信号処理回路との駆動を制
御する制御手段、該測定手段からの信号を積算する積算
手段、そして該積算手段からの信号と該信号処理回路か
らのデジタル信号とを加えた信号を出力する加算手段と
を利用して、該移動物体の変位情報を検出したことを特
徴としている。
【００１７】
【実施例】図１は本発明の信号内挿回路の実施例１の要
部ブロック図である。
部ブロック図である。
【００１８】図中１１，１２は各々入力端子である。こ
のうち入力端子１１からは、例えば後述する変位測定装
置としてのエンコーダから変位情報（位置情報）に基づ
く正弦波信号ａが入力され、入力端子１２からは該信号
ａに比べて９０度位相が異なる余弦波の信号ｂが入力さ
れてくる。
のうち入力端子１１からは、例えば後述する変位測定装
置としてのエンコーダから変位情報（位置情報）に基づ
く正弦波信号ａが入力され、入力端子１２からは該信号
ａに比べて９０度位相が異なる余弦波の信号ｂが入力さ
れてくる。
【００１９】１３，１４は各々測定手段としてのコンパ
レータであり、入力端子１１，１２からの信号ａ，ｂの
ゼロクロス点の時間幅に関する情報を検出している。１
５は排他的論理回路（ＸＯＲ回路）であり、コンパレー
タ１３，１４からの信号を用いて、該信号ａ，ｂの波形
の２倍の周波数のデジタル信号ｃを出力している。
レータであり、入力端子１１，１２からの信号ａ，ｂの
ゼロクロス点の時間幅に関する情報を検出している。１
５は排他的論理回路（ＸＯＲ回路）であり、コンパレー
タ１３，１４からの信号を用いて、該信号ａ，ｂの波形
の２倍の周波数のデジタル信号ｃを出力している。
【００２０】１６は積算手段であり、非同期カウンタよ
り成り、排他的論理回路１５からの信号ｃのエッジ数を
積算し、パルス数をカウントする。そして基の入力信号
ａ，ｂの波形の一周期の４分割にカウント値が１つ変化
するデジタル信号ｄを出力している。
り成り、排他的論理回路１５からの信号ｃのエッジ数を
積算し、パルス数をカウントする。そして基の入力信号
ａ，ｂの波形の一周期の４分割にカウント値が１つ変化
するデジタル信号ｄを出力している。
【００２１】即ち、積算手段１６より求まる信号ｄは分
解能が入力信号ａ，ｂの１／４周期であり、入力信号
ａ，ｂが１／４周期変化しないと出力値は変化しない。
解能が入力信号ａ，ｂの１／４周期であり、入力信号
ａ，ｂが１／４周期変化しないと出力値は変化しない。
【００２２】本実施例においては入力信号ａ，ｂを２つ
のコンパレータ１３，１４に直接入力するようにして構
成している為、実装上の容量値が少なく、コンパレータ
自身にも、あまり高い精度が要求されない為、高周波数
までの広い帯域において検出可能となっている。
のコンパレータ１３，１４に直接入力するようにして構
成している為、実装上の容量値が少なく、コンパレータ
自身にも、あまり高い精度が要求されない為、高周波数
までの広い帯域において検出可能となっている。
【００２３】１８，１９は各々積分型Ａ／Ｄ変換器であ
り、入力信号ａ，ｂを電圧レベルで高分解能に測定して
いる。２０は信号処理回路であり、積分型Ａ／Ｄ変換器
（１８，１９）からの出力信号をデジタル信号に変換
し、信号ａ，ｂ間の位相角を求めている。１７は制御手
段であり、例えばタイムインターバルカウンタ（時間幅
カウンタ）より成り、排他的論理回路１５からの出力信
号ｃのエッジ間の時間幅を測定し、そのときの信号に応
じて積分型Ａ／Ｄ変換器（１８，１９）と信号処理回路
２０との駆動を制御している。
り、入力信号ａ，ｂを電圧レベルで高分解能に測定して
いる。２０は信号処理回路であり、積分型Ａ／Ｄ変換器
（１８，１９）からの出力信号をデジタル信号に変換
し、信号ａ，ｂ間の位相角を求めている。１７は制御手
段であり、例えばタイムインターバルカウンタ（時間幅
カウンタ）より成り、排他的論理回路１５からの出力信
号ｃのエッジ間の時間幅を測定し、そのときの信号に応
じて積分型Ａ／Ｄ変換器（１８，１９）と信号処理回路
２０との駆動を制御している。
【００２４】２１は加算手段である。積分手段１６から
の出力信号ｄは分解能が信号ａ，ｂの１／４周期であ
り、基の信号ａ，ｂが１／４周期変化しないと出力値は
変化しない。即ち、粗い信号である。加算手段２１はこ
のときの変化しない間を信号処理回路２０からの位相角
情報より、更に細かい信号にして出力している。
の出力信号ｄは分解能が信号ａ，ｂの１／４周期であ
り、基の信号ａ，ｂが１／４周期変化しないと出力値は
変化しない。即ち、粗い信号である。加算手段２１はこ
のときの変化しない間を信号処理回路２０からの位相角
情報より、更に細かい信号にして出力している。
【００２５】本実施例では、このときの加算手段２１よ
り得られる信号を用いて移動物体に関する変位情報を高
分解能で検出している。
り得られる信号を用いて移動物体に関する変位情報を高
分解能で検出している。
【００２６】本実施例の積分型Ａ／Ｄ変換器（１８，１
９）は、入力信号ａ，ｂを一定時間積分して測定してい
る。この為、一定時間に入力される信号ａ，ｂが大きく
変化しないことが必要である。その為に制御手段１７で
測定した入力信号ｃの周波数から、この積分型Ａ／Ｄ変
換器（１８，１９）に必要な一定時間に入力信号（ａ，
ｂ）が１／４周期変化しているか否かを検出している。
９）は、入力信号ａ，ｂを一定時間積分して測定してい
る。この為、一定時間に入力される信号ａ，ｂが大きく
変化しないことが必要である。その為に制御手段１７で
測定した入力信号ｃの周波数から、この積分型Ａ／Ｄ変
換器（１８，１９）に必要な一定時間に入力信号（ａ，
ｂ）が１／４周期変化しているか否かを検出している。
【００２７】そして変化していないときのみ信号処理回
路２０によりデジタル信号ｅを加算手段２１に出力して
いる。そして加算手段２１は積算手段１６からの信号ｄ
と信号処理回路２０からの信号ｅを用いて高分解能な変
位情報を得ている。
路２０によりデジタル信号ｅを加算手段２１に出力して
いる。そして加算手段２１は積算手段１６からの信号ｄ
と信号処理回路２０からの信号ｅを用いて高分解能な変
位情報を得ている。
【００２８】図２は本発明の信号内挿回路の実施例２の
要部ブロック図である。本実施例において図１の実施例
１と同一要素には同符番を付している。
要部ブロック図である。本実施例において図１の実施例
１と同一要素には同符番を付している。
【００２９】本実施例は図１の実施例１に比べて積分型
Ａ／Ｄ変換器（１８，１９）の代わりにΔΣ型Ａ／Ｄ変
換器３０を用いた点が異っており、その他の構成は同じ
である。
Ａ／Ｄ変換器（１８，１９）の代わりにΔΣ型Ａ／Ｄ変
換器３０を用いた点が異っており、その他の構成は同じ
である。
【００３０】本実施例のΔΣ型Ａ／Ｄ変換器３０は１ｂ
ｉｔＡ／Ｄ変換器（３１，３２）とデジタルフィルター
３３とを有している。
ｉｔＡ／Ｄ変換器（３１，３２）とデジタルフィルター
３３とを有している。
【００３１】１ｂｉｔＡ／Ｄ変換器（３１，３２）は入
力端子（１１，１２）からの信号ａ，ｂをデジタル信号
に変換し、デジタルフィルター３３により信号ａ，ｂの
位相角を求めている。そしてデジタルフィルター３３に
より入力信号を一定時間積分して測定している。この一
定時間内に入力信号ａ，ｂが大きく変化しないことが必
要である。
力端子（１１，１２）からの信号ａ，ｂをデジタル信号
に変換し、デジタルフィルター３３により信号ａ，ｂの
位相角を求めている。そしてデジタルフィルター３３に
より入力信号を一定時間積分して測定している。この一
定時間内に入力信号ａ，ｂが大きく変化しないことが必
要である。
【００３２】又、デジタルフィルター３３の積分時間と
出力信号の分解能とは比例関係にある。この為、本実施
例によれば、このデジタルフィルター３３の積分時間
（時定数）を変えることにより入力信号ａ，ｂの周波数
が低くなればなる程、高い分解能の信号が得られる。
出力信号の分解能とは比例関係にある。この為、本実施
例によれば、このデジタルフィルター３３の積分時間
（時定数）を変えることにより入力信号ａ，ｂの周波数
が低くなればなる程、高い分解能の信号が得られる。
【００３３】本実施例では制御手段１７で入力信号ａ，
ｂが１／４周期変化する時間幅の情報により、その時間
幅に見合った積分時間のデジタルフィルター３３の時定
数を選択することにより、信号変化が緩やかな信号にお
いて高い分解能の検出を可能としている。
ｂが１／４周期変化する時間幅の情報により、その時間
幅に見合った積分時間のデジタルフィルター３３の時定
数を選択することにより、信号変化が緩やかな信号にお
いて高い分解能の検出を可能としている。
【００３４】図３は本発明の信号内挿回路を用いた変位
測定装置としてエンコーダに適用したときの一実施例の
要部概略図である。
測定装置としてエンコーダに適用したときの一実施例の
要部概略図である。
【００３５】本実施例ではレーザー７１からの可干渉性
光束をコリメーターレンズ７２によって略平行光束と
し、偏光ビームスプリッター７９に入射させ直線偏光の
透過光束と同じく直線偏光の反射光束の２つの光束に分
割している。このときレーザー７１の出射光束の直線偏
光方位が偏光ビームスプリッター７９に対して４５度と
なるようにレーザー７１の取付位置を調整している。こ
れにより偏光ビームスプリッター７９からの透過光束と
反射光束の強度比が略１：１となるようにしている。
光束をコリメーターレンズ７２によって略平行光束と
し、偏光ビームスプリッター７９に入射させ直線偏光の
透過光束と同じく直線偏光の反射光束の２つの光束に分
割している。このときレーザー７１の出射光束の直線偏
光方位が偏光ビームスプリッター７９に対して４５度と
なるようにレーザー７１の取付位置を調整している。こ
れにより偏光ビームスプリッター７９からの透過光束と
反射光束の強度比が略１：１となるようにしている。
【００３６】そして偏光ビームスプリッター７９からの
反射光束と透過光束を１／４波長板７５1 ，７５2 を介
して円偏光とし、反射鏡８０1 ，８０2 で反射させて移
動物体に設けた回折格子７３に入射させる際、対象とす
る回折格子７３からのｍ次回折光が回折格子７３から略
垂直に反射するように入射させている。
反射光束と透過光束を１／４波長板７５1 ，７５2 を介
して円偏光とし、反射鏡８０1 ，８０2 で反射させて移
動物体に設けた回折格子７３に入射させる際、対象とす
る回折格子７３からのｍ次回折光が回折格子７３から略
垂直に反射するように入射させている。
【００３７】即ち、回折格子７３の格子ピッチをＰ、可
干渉性光束の波長をλ、ｍを整数と、可干渉性光束の回
折格子７３への入射角度をθm としたとき θm ＝ｓｉｎ-1（ｍλ／Ｐ） ・・・・・・（１） となるように入射させている。
干渉性光束の波長をλ、ｍを整数と、可干渉性光束の回
折格子７３への入射角度をθm としたとき θm ＝ｓｉｎ-1（ｍλ／Ｐ） ・・・・・・（１） となるように入射させている。
【００３８】回折格子７３から略垂直に射出したｍ次回
折光を集光系９０の光学部材８１に入射させている。光
学部材８１の焦点面近傍には反射膜８２が施されている
ので、入射した光束は図４に示すように反射膜８２で反
射した後、元の光路を戻り光学部材８１から射出し、再
度回折格子７３に入射する。
折光を集光系９０の光学部材８１に入射させている。光
学部材８１の焦点面近傍には反射膜８２が施されている
ので、入射した光束は図４に示すように反射膜８２で反
射した後、元の光路を戻り光学部材８１から射出し、再
度回折格子７３に入射する。
【００３９】そして回折格子７３で再度回折されたｍ次
の反射回折光は元の光路を戻り、反射鏡８０1 ，８０2
で反射し、１／４波長板７５1 ，７５2 を透過し偏光ビ
ームスプリッター７９に再入射する。
の反射回折光は元の光路を戻り、反射鏡８０1 ，８０2
で反射し、１／４波長板７５1 ，７５2 を透過し偏光ビ
ームスプリッター７９に再入射する。
【００４０】このとき再回折光は１／４波長板７５1 ，
７５2 を往復しているので、偏光ビームスプリッター７
９で最初反射した光束は再入射するときは偏光ビームス
プリッター７９に対して偏光方位が９０度異なっている
為、透過するようになる。逆に偏光ビームスプリッター
７９で最初透過した光束は再入射したとき反射されるよ
うになる。
７５2 を往復しているので、偏光ビームスプリッター７
９で最初反射した光束は再入射するときは偏光ビームス
プリッター７９に対して偏光方位が９０度異なっている
為、透過するようになる。逆に偏光ビームスプリッター
７９で最初透過した光束は再入射したとき反射されるよ
うになる。
【００４１】こうして偏光ビームスプリッター７９で２
つの回折光を重なり合わせ１／４波長板７５3 を介した
後、円偏光とし、ビームスプリッター７６で２つの光束
に分割し、偏光板７７1 ，７７2 を介した後、直線偏光
とし受光素子７８1 ，７８2に各々入射させている。
つの回折光を重なり合わせ１／４波長板７５3 を介した
後、円偏光とし、ビームスプリッター７６で２つの光束
に分割し、偏光板７７1 ，７７2 を介した後、直線偏光
とし受光素子７８1 ，７８2に各々入射させている。
【００４２】受光素子７８1 ，７８2 からの信号は読取
手段９２に入力される。読取手段９２は図１、図２に示
す信号内挿回路を有し、その入力端子１１、１２に各々
入力信号が入力されている。そして前述した信号処理を
施すことにより回折格子７３を設けた移動物体の変位情
報を求めている。
手段９２に入力される。読取手段９２は図１、図２に示
す信号内挿回路を有し、その入力端子１１、１２に各々
入力信号が入力されている。そして前述した信号処理を
施すことにより回折格子７３を設けた移動物体の変位情
報を求めている。
【００４３】尚、（１）式の角度θm は回折光が集光系
９０に入射し、再度回折格子７３に入射出来る程度の範
囲内であれば良いことを示している。
９０に入射し、再度回折格子７３に入射出来る程度の範
囲内であれば良いことを示している。
【００４４】本実施例においてｍ次の回折光の位相は回
折格子が１ピッチ移動すると２ｍπだけ変化する。
折格子が１ピッチ移動すると２ｍπだけ変化する。
【００４５】従って受光素子７８1 ，７８2 からは正と
負のｍ次の回折を２回ずつ受けた光束の干渉を受光して
いる為、回折格子７３が格子の１ピッチ分移動すると４
ｍ個の正弦波信号が得られる。
負のｍ次の回折を２回ずつ受けた光束の干渉を受光して
いる為、回折格子７３が格子の１ピッチ分移動すると４
ｍ個の正弦波信号が得られる。
【００４６】例えば回折格子７３のピッチ３．２μｍ、
回折光として１次（ｍ＝１）を利用したとすれば回折格
子７３が３．２μｍ移動したとき受光素子７８1 ，７８
2 からは４個の正弦波信号が得られる。即ち正弦波１個
当りの分解能として回折格子７３のピッチの１／４、即
ち３．２／４＝０．８μｍが得られる。
回折光として１次（ｍ＝１）を利用したとすれば回折格
子７３が３．２μｍ移動したとき受光素子７８1 ，７８
2 からは４個の正弦波信号が得られる。即ち正弦波１個
当りの分解能として回折格子７３のピッチの１／４、即
ち３．２／４＝０．８μｍが得られる。
【００４７】又、１／４波長板７５1 ，７５2 ，７５3
及び偏光板７７1 ，７７2 の組み合わせによって受光素
子７８1 ，７８2 からの出力信号間に９０度の位相差を
つけ、読取手段９２の信号内挿回路に入力している。信
号内挿回路は前述したように入力端子１１に正弦波形の
信号ａが入力され、入力端子１２に余弦波形の信号ｂが
入力されている。これにより信号を内挿して回折格子７
３、即ち移動物体の変位情報を高分解能に検出してい
る。
及び偏光板７７1 ，７７2 の組み合わせによって受光素
子７８1 ，７８2 からの出力信号間に９０度の位相差を
つけ、読取手段９２の信号内挿回路に入力している。信
号内挿回路は前述したように入力端子１１に正弦波形の
信号ａが入力され、入力端子１２に余弦波形の信号ｂが
入力されている。これにより信号を内挿して回折格子７
３、即ち移動物体の変位情報を高分解能に検出してい
る。
【００４８】尚、本実施例において制御手段としてのタ
イムインターバルカウンタはエンコーダからの出力信号
の周期を測定出来れば良く、例えばコンパレータ（１
３，１４）からの出力信号を直接入力するようにしても
良い。
イムインターバルカウンタはエンコーダからの出力信号
の周期を測定出来れば良く、例えばコンパレータ（１
３，１４）からの出力信号を直接入力するようにしても
良い。
【００４９】コンパレータと排他的論理回路により入力
信号の１／４分割を行った場合を示したが、コンパレー
タを増加させて分割数を増加させても良い。
信号の１／４分割を行った場合を示したが、コンパレー
タを増加させて分割数を増加させても良い。
【００５０】積分型Ａ／Ｄ変換器の積分時間は１つで高
分解能と低分解能の２つのモードを分ける他に、積分時
間を２つ以上とし、それに応じてタイムインターバルカ
ウンタからの出力でモードを切り換る方式を用いても良
い。デジタルフィルターの切り換えられる時定数の数は
いくつでも良い。
分解能と低分解能の２つのモードを分ける他に、積分時
間を２つ以上とし、それに応じてタイムインターバルカ
ウンタからの出力でモードを切り換る方式を用いても良
い。デジタルフィルターの切り換えられる時定数の数は
いくつでも良い。
【００５１】
【発明の効果】本発明によれば前述の如く各要素を設定
することにより、即ち所定のコンパレータと抵抗とを利
用することにより、出力信号が低周波数領域のときに高
分解能が得られ、出力信号が高周波数領域のときには最
大限の帯域が得られ移動物体の変位情報を広範囲にわた
って高精度に検出することができる信号内挿回路及びそ
れを用いた変位測定装置を達成することができる。
することにより、即ち所定のコンパレータと抵抗とを利
用することにより、出力信号が低周波数領域のときに高
分解能が得られ、出力信号が高周波数領域のときには最
大限の帯域が得られ移動物体の変位情報を広範囲にわた
って高精度に検出することができる信号内挿回路及びそ
れを用いた変位測定装置を達成することができる。
【図１】本発明の信号内挿回路の実施例１の要部ブロッ
ク図
ク図
【図２】本発明の信号内挿回路の実施例２の要部ブロッ
ク図
ク図
【図３】本発明の信号内挿回路を用いた変位測定装置の
要部概略図
要部概略図
【図４】図３の一部分の説明図
【図５】従来の信号内挿回路の要部ブロック図
【図６】図５の各部における出力信号波形の説明図
１１，１２ 入力端子 １３，１４ コンパレータ １５ 排他的論理回路 １６ 積算手段 １７ 制御手段 １８，１９ 積分型Ａ／Ｄ変換器 ２０ 信号処理回路 ２１ 加算手段 ３０ ΔΣ型Ａ／Ｄ変換器 ３１，３２ １ｂｉｔＡ／Ｄ変換器 ３３ デジタルフィルター
Claims (4)
- 【請求項１】 入力されてくる正弦波信号と余弦波信号
のゼロクロス点の時間幅に関する情報を測定する測定手
段、該正弦波信号と余弦波信号を入力信号とする積分型
Ａ／Ｄ変換器、該積分型Ａ／Ｄ変換器からの信号を処理
してデジタル信号として出力する信号処理回路、該測定
手段からの信号に応じて該積分型Ａ／Ｄ変換器と該信号
処理回路との駆動を制御する制御手段、該測定手段から
の信号を積算する積算手段、そして該積算手段からの信
号と該信号処理回路からのデジタル信号とを加えた信号
を出力する加算手段とを利用して、該入力信号よりデジ
タル出力信号を得るようにしたことを特徴とする信号内
挿回路。 - 【請求項２】 入力されてくる正弦波信号と余弦波信号
のゼロクロス点の時間幅に関する情報を測定する測定手
段、該正弦波信号と余弦波信号を入力信号とする１ｂｉ
ｔＡ／Ｄ変換器とデジタルフィルターとを有するΔΣ型
Ａ／Ｄ変換器、該ΔΣ型Ａ／Ｄ変換器からの信号を処理
してデジタル信号として出力する信号処理回路、該測定
手段からの信号に応じて該デジタルフィルターと該信号
処理回路との駆動を制御する制御手段、該測定手段から
の信号を積算する積算手段、そして該積算手段からの信
号と該信号処理回路からのデジタル信号とを加えた信号
を出力する加算手段とを利用して、該入力信号よりデジ
タル出力信号を得るようにしたことを特徴とする信号内
挿回路。 - 【請求項３】 移動物体に設けたスケールを読取手段で
読取り、該読取手段からの信号を利用して該移動物体の
変位情報を検出する際、該読取手段から入力されてくる
正弦波信号と余弦波信号のゼロクロス点の時間幅に関す
る情報を測定する測定手段、該正弦波信号と余弦波信号
を入力信号とする積分型Ａ／Ｄ変換器、該積分型Ａ／Ｄ
変換器からの信号を処理してデジタル信号として出力す
る信号処理回路、該測定手段からの信号に応じて該積分
型Ａ／Ｄ変換器と該信号処理回路との駆動を制御する制
御手段、該測定手段からの信号を積算する積算手段、そ
して該積算手段からの信号と該信号処理回路からのデジ
タル信号とを加えた信号を出力する加算手段とを利用し
て、該移動物体の変位情報を検出したことを特徴とする
変位測定装置。 - 【請求項４】 移動物体に設けたスケールを読取手段で
読取り、該読取手段からの信号を利用して該移動物体の
変位情報を検出する際、該読取手段から入力されてくる
正弦波信号と余弦波信号のゼロクロス点の時間幅に関す
る情報を測定する測定手段、該正弦波信号と余弦波信号
を入力信号とする１ｂｉｔＡ／Ｄ変換器とデジタルフィ
ルターとを有するΔΣ型Ａ／Ｄ変換器、該ΔΣ型Ａ／Ｄ
変換器からの信号を処理してデジタル信号として出力す
る信号処理回路、該測定手段からの信号に応じて該デジ
タルフィルターと該信号処理回路との駆動を制御する制
御手段、該測定手段からの信号を積算する積算手段、そ
して該積算手段からの信号と該信号処理回路からのデジ
タル信号とを加えた信号を出力する加算手段とを利用し
て、該移動物体の変位情報を検出したことを特徴とする
変位測定装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13017892A JPH05296791A (ja) | 1992-04-22 | 1992-04-22 | 信号内挿回路及びそれを用いた変位測定装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13017892A JPH05296791A (ja) | 1992-04-22 | 1992-04-22 | 信号内挿回路及びそれを用いた変位測定装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05296791A true JPH05296791A (ja) | 1993-11-09 |
Family
ID=15027921
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13017892A Pending JPH05296791A (ja) | 1992-04-22 | 1992-04-22 | 信号内挿回路及びそれを用いた変位測定装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05296791A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011089780A (ja) * | 2009-10-20 | 2011-05-06 | Toshiba Corp | レゾルバデジタルコンバータ |
-
1992
- 1992-04-22 JP JP13017892A patent/JPH05296791A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011089780A (ja) * | 2009-10-20 | 2011-05-06 | Toshiba Corp | レゾルバデジタルコンバータ |
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