JPH0579346B2 - - Google Patents
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- JPH0579346B2 JPH0579346B2 JP3186645A JP18664591A JPH0579346B2 JP H0579346 B2 JPH0579346 B2 JP H0579346B2 JP 3186645 A JP3186645 A JP 3186645A JP 18664591 A JP18664591 A JP 18664591A JP H0579346 B2 JPH0579346 B2 JP H0579346B2
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- Japan
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- oscillator
- pulse
- analog
- clock
- gating
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Links
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Classifications
-
- A—HUMAN NECESSITIES
- A61—MEDICAL OR VETERINARY SCIENCE; HYGIENE
- A61N—ELECTROTHERAPY; MAGNETOTHERAPY; RADIATION THERAPY; ULTRASOUND THERAPY
- A61N1/00—Electrotherapy; Circuits therefor
- A61N1/18—Applying electric currents by contact electrodes
- A61N1/32—Applying electric currents by contact electrodes alternating or intermittent currents
- A61N1/36—Applying electric currents by contact electrodes alternating or intermittent currents for stimulation
- A61N1/362—Heart stimulators
- A61N1/37—Monitoring; Protecting
-
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- A61N1/32—Applying electric currents by contact electrodes alternating or intermittent currents
- A61N1/36—Applying electric currents by contact electrodes alternating or intermittent currents for stimulation
- A61N1/372—Arrangements in connection with the implantation of stimulators
- A61N1/37211—Means for communicating with stimulators
Landscapes
- Health & Medical Sciences (AREA)
- Cardiology (AREA)
- Heart & Thoracic Surgery (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Biomedical Technology (AREA)
- Nuclear Medicine, Radiotherapy & Molecular Imaging (AREA)
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- General Health & Medical Sciences (AREA)
- Public Health (AREA)
- Veterinary Medicine (AREA)
- Electrotherapy Devices (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Description
【0001】
【産業上の利用分野】 本発明はベースメーカー
及びその他の移植可能な医療装置に使用するアナ
ログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器に関し、特にそ
のような装置に使用する低電力Ａ／Ｄ変換の方法
とシステムに関する。
及びその他の移植可能な医療装置に使用するアナ
ログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器に関し、特にそ
のような装置に使用する低電力Ａ／Ｄ変換の方法
とシステムに関する。
【0002】
【従来の技術】 歴史的に、移植可能な心臓ペー
スメーカー等の電気的装置内のアナログ信号の処
理は従来のアナログ技術を用いて行われてきた。
従来のアナログ技術は回路全体の特性（利得、帯
域通過、その他）を制御する受動素子と、それと
共に線形モードで動作する能動素子（一つの形式
又は他の形式のトランジスタ）とを使用するアナ
ログ信号をデジタル形式に変換できる回路は以前
から存在するが、最近までＡ／Ｄ変換器の移植用
装置への使用は非実用的であると考えられてい
た。
スメーカー等の電気的装置内のアナログ信号の処
理は従来のアナログ技術を用いて行われてきた。
従来のアナログ技術は回路全体の特性（利得、帯
域通過、その他）を制御する受動素子と、それと
共に線形モードで動作する能動素子（一つの形式
又は他の形式のトランジスタ）とを使用するアナ
ログ信号をデジタル形式に変換できる回路は以前
から存在するが、最近までＡ／Ｄ変換器の移植用
装置への使用は非実用的であると考えられてい
た。
【0003】 ペースメーカーの設計者にとつて重要
な要件の一つは回路の電流消費である。装置の生
命を最長にするために、総ての回路は内部の電池
からの電流の消費を最小量にしなければならな
い。典型的には、Ａ／Ｄ変換器をこの応用に使用
すると過剰な量の電流を消費する。
な要件の一つは回路の電流消費である。装置の生
命を最長にするために、総ての回路は内部の電池
からの電流の消費を最小量にしなければならな
い。典型的には、Ａ／Ｄ変換器をこの応用に使用
すると過剰な量の電流を消費する。
【0004】 近年、超低電力デジタルマイクロプロ
セツサが利用可能となり、その心臓ペースメーカ
ーへの使用が一般的になにつつある。これによ
り、ペースメーカーの処理能力と記憶能力が非常
に増加した。特定の心臓不整脈の認識と検出のた
めのアルゴリズムの開発に伴つて、心臓内の心電
図（ECG）の処理を含むアナログ入力信号処理
の“ソフトウエア”制御の実現性がでてきた。少
なくとも10年前の運動応答（exercise−
response）ペースメーカーの登場以来、運動の生
理的パラメータの表示に応答するアルゴリズムの
実用的履行には実質的にデジタル処理が要求され
ることと、該処理は低電力デジタルロジツク装置
だけでなく低電力Ａ／Ｄ変換器を必要とすること
が知られている。使用可能なＡ／Ｄ変換器の不完
全性がペースメーカー及び他の移植用装置に課さ
れたその他の電気的及び物理的制限と複合してい
る。該制限は低電圧動作、最小回路部品数、回路
の再現性、そのような応用に使用可能な能動素子
との互換性、許容できるアナログ帯域幅、最小
“能動トリム（actire trim）”、及び高い完成され
た回路の歩留まり等の必要性を含んでいる。
セツサが利用可能となり、その心臓ペースメーカ
ーへの使用が一般的になにつつある。これによ
り、ペースメーカーの処理能力と記憶能力が非常
に増加した。特定の心臓不整脈の認識と検出のた
めのアルゴリズムの開発に伴つて、心臓内の心電
図（ECG）の処理を含むアナログ入力信号処理
の“ソフトウエア”制御の実現性がでてきた。少
なくとも10年前の運動応答（exercise−
response）ペースメーカーの登場以来、運動の生
理的パラメータの表示に応答するアルゴリズムの
実用的履行には実質的にデジタル処理が要求され
ることと、該処理は低電力デジタルロジツク装置
だけでなく低電力Ａ／Ｄ変換器を必要とすること
が知られている。使用可能なＡ／Ｄ変換器の不完
全性がペースメーカー及び他の移植用装置に課さ
れたその他の電気的及び物理的制限と複合してい
る。該制限は低電圧動作、最小回路部品数、回路
の再現性、そのような応用に使用可能な能動素子
との互換性、許容できるアナログ帯域幅、最小
“能動トリム（actire trim）”、及び高い完成され
た回路の歩留まり等の必要性を含んでいる。
【0005】 これらの問題を解決するために多種の
試みがなされ、ペースメーカー及び他の移植用装
置に使用するための多くの形式のＡ／Ｄ変換器が
提案され、以下のアメリカ合衆国及び外国の特許
文献に例示されている。
試みがなされ、ペースメーカー及び他の移植用装
置に使用するための多くの形式のＡ／Ｄ変換器が
提案され、以下のアメリカ合衆国及び外国の特許
文献に例示されている。
【0006】
【表１】
■■■ 亀の甲 ［0004］ ■■■
【0007】 ペースメーカーのための低電力Ａ／Ｄ
変換器に関する初期の提案は前記参照のメドトロ
ニツクのイギリス特許出願GB2026870A、特に該
出願の図８及び図１０、で説明されている。開示
された装置では、デジタル形式に変換されるアナ
ログ電圧が電圧制御された発振器（VCO）の入
力に加えられ、該発振器の出力は固定された時間
の周期を数え上げるカウンタの入力に加えられ
る。それからVCO入力は基準電圧に切り替えら
れ、カウンタが下に数えるモードになる。第二の
カウンタは第一のカウンタが下に数えて零を数え
るまで第二クロツク源からのクロツクパルスを数
える。第二カウンタのカウントは未知の入力電圧
に直接比例する。第二クロツク源は最小量の漏れ
（drain）をペーサー電池に課すると言われる。
Ａ／Ｄ変換器のために電力を保存するために、
VCOは待機モードの間停止される。変換器は待
機モード中、第二カウンタで生じる最後の変換さ
れたデジタル語を伴い、休止する。該変換器はス
トローブパルスを受信するまで休止する。VCO
のデユーテイサイクルはＡ／Ｄ変換器の電力消費
を減らすように制御されているが、VCOはそれ
ぞれのサンプルに対しての全てのデジタル化処
理、即ち、各々のカウンタが各々関連する上に数
えるサイクルと下に数えるサイクル、の間中オン
になつている。この応用は、電源電圧及び患者の
心電図のＰ波及びＲ波のような、多種のアナログ
値がデジタル形式に変換できることを示してい
る。
変換器に関する初期の提案は前記参照のメドトロ
ニツクのイギリス特許出願GB2026870A、特に該
出願の図８及び図１０、で説明されている。開示
された装置では、デジタル形式に変換されるアナ
ログ電圧が電圧制御された発振器（VCO）の入
力に加えられ、該発振器の出力は固定された時間
の周期を数え上げるカウンタの入力に加えられ
る。それからVCO入力は基準電圧に切り替えら
れ、カウンタが下に数えるモードになる。第二の
カウンタは第一のカウンタが下に数えて零を数え
るまで第二クロツク源からのクロツクパルスを数
える。第二カウンタのカウントは未知の入力電圧
に直接比例する。第二クロツク源は最小量の漏れ
（drain）をペーサー電池に課すると言われる。
Ａ／Ｄ変換器のために電力を保存するために、
VCOは待機モードの間停止される。変換器は待
機モード中、第二カウンタで生じる最後の変換さ
れたデジタル語を伴い、休止する。該変換器はス
トローブパルスを受信するまで休止する。VCO
のデユーテイサイクルはＡ／Ｄ変換器の電力消費
を減らすように制御されているが、VCOはそれ
ぞれのサンプルに対しての全てのデジタル化処
理、即ち、各々のカウンタが各々関連する上に数
えるサイクルと下に数えるサイクル、の間中オン
になつている。この応用は、電源電圧及び患者の
心電図のＰ波及びＲ波のような、多種のアナログ
値がデジタル形式に変換できることを示してい
る。
【0008】 前記参照された特許文献はペースメー
カー内のＡ／Ｄ変換に関連する多種の問題の徴候
を提供している。例えば、デイツクはＡ／Ｄ変換
器は費用がかかることを指摘し、その代わりに
Ａ／Ｄ変換器を使用しないアナログ／FM／デジ
タル／アナログ変換の技術を提案していて、該技
術により心電図信号または患者が発する他のアナ
ログの生理的パラメータの様な、アナログ信号の
デジタル表示が得られる。該技術はFM周期に対
する時間に比例するカウントを生じる為に4FM
周期間に高率のクロツクパルスを数えることと、
周波数及びアナログ入力の瞬時振幅に比例するデ
ジタル数を生じる為に時間の逆数を計算するこ
と、とを含む。
カー内のＡ／Ｄ変換に関連する多種の問題の徴候
を提供している。例えば、デイツクはＡ／Ｄ変換
器は費用がかかることを指摘し、その代わりに
Ａ／Ｄ変換器を使用しないアナログ／FM／デジ
タル／アナログ変換の技術を提案していて、該技
術により心電図信号または患者が発する他のアナ
ログの生理的パラメータの様な、アナログ信号の
デジタル表示が得られる。該技術はFM周期に対
する時間に比例するカウントを生じる為に4FM
周期間に高率のクロツクパルスを数えることと、
周波数及びアナログ入力の瞬時振幅に比例するデ
ジタル数を生じる為に時間の逆数を計算するこ
と、とを含む。
【0009】 スロカムとその他によるアメリカ合衆
国特許4543953号でもＡ／Ｄ変換器は避けられて
いて、該特許で述べられている該発明の主な目的
は移植用装置からの信頼できる高忠実度アナログ
信号を過剰な電力消費なしに伝送することであ
る。スロカムとその他は心臓内電位図（ICEG）
信号の望ましさに加えて、ペーサーの与えられた
電池電力の制限でのICEG信号の信頼性のある伝
送の極度な困難さ、とを認識した。スロカムとそ
の他は、信号には特有の忠実度があるため、与え
られた適当なサンプル率でのICEG信号のＡ／Ｄ
変換が理想的であると更に認識したが、その技術
を拒否した。なぜならばＡ／Ｄ変換器は過剰な電
力を消費するからである。それに代わる提案はア
ナログ遠隔測定システムである。遠隔測定システ
ムは後にライアンとその他に与えられた特許でも
簡単な内部信号伝送技術として提案されていて、
該技術は移植されたペーサーからの心臓内電位図
をアナログ伝送よりもむしろデジタル伝送するよ
うなものであり、それもまたアナログ／デジタル
変換システムで必要な通常の段階を削除してい
る。
国特許4543953号でもＡ／Ｄ変換器は避けられて
いて、該特許で述べられている該発明の主な目的
は移植用装置からの信頼できる高忠実度アナログ
信号を過剰な電力消費なしに伝送することであ
る。スロカムとその他は心臓内電位図（ICEG）
信号の望ましさに加えて、ペーサーの与えられた
電池電力の制限でのICEG信号の信頼性のある伝
送の極度な困難さ、とを認識した。スロカムとそ
の他は、信号には特有の忠実度があるため、与え
られた適当なサンプル率でのICEG信号のＡ／Ｄ
変換が理想的であると更に認識したが、その技術
を拒否した。なぜならばＡ／Ｄ変換器は過剰な電
力を消費するからである。それに代わる提案はア
ナログ遠隔測定システムである。遠隔測定システ
ムは後にライアンとその他に与えられた特許でも
簡単な内部信号伝送技術として提案されていて、
該技術は移植されたペーサーからの心臓内電位図
をアナログ伝送よりもむしろデジタル伝送するよ
うなものであり、それもまたアナログ／デジタル
変換システムで必要な通常の段階を削除してい
る。
【0010】
【発明が解決しようとする課題】 本発明の主な
目的はペースメーカー及び他の移植用医療装置の
ための改良されたＡ／Ｄ変換器を提供することで
ある。
目的はペースメーカー及び他の移植用医療装置の
ための改良されたＡ／Ｄ変換器を提供することで
ある。
【0011】 他の目的は移植用装置に課された多種
の電気的及び物理的制限に対してよりよく適応さ
せる事である。該移植用装置とは心臓ペースメー
カー、除細動器、電気除細動器、移植用投薬装
置、及び脳、脊髄、筋肉、骨、神経、その他身体
の器官や組織などを治療又は感知する為のもので
ある。ここで言うペースメーカーとは、心臓に制
御された刺激を加える為の装置や、人工心臓や心
室支援装置などの他の装置のためのペーシング及
び制御装置を含んだ装置を意味する。
の電気的及び物理的制限に対してよりよく適応さ
せる事である。該移植用装置とは心臓ペースメー
カー、除細動器、電気除細動器、移植用投薬装
置、及び脳、脊髄、筋肉、骨、神経、その他身体
の器官や組織などを治療又は感知する為のもので
ある。ここで言うペースメーカーとは、心臓に制
御された刺激を加える為の装置や、人工心臓や心
室支援装置などの他の装置のためのペーシング及
び制御装置を含んだ装置を意味する。
【0012】 本発明の他の目的と利点は以下の実施
例の詳細な説明を添付の図面を参照にして読むこ
とによりより明確になる。
例の詳細な説明を添付の図面を参照にして読むこ
とによりより明確になる。
【0013】
【課題を解決するための手段】 本発明は移植用
医療装置のための低電力Ａ／Ｄ変換器を提供す
る。該変換器は移植用装置の主クロツク周波数よ
りも十分に高い所定の周波数でクロツクパルスを
発生するための高周波発振器と、電圧依存の可変
の時間間隔に対して高周波発振器を使用可能にす
る為の発振器ゲート（oscillator gating）回路
と、該発振器ゲート回路が移植用医療装置により
感知された生理的パラメータのアナログ信号表示
の値に対応するパルス幅を有するゲート制御パル
スを発生する電圧制御された単安定マルチバイブ
レータを含むこと、及び発振器に接続され、Ａ／
Ｄ変換器に対するデジタル出力を生成するための
可変の時間間隔の間に発生したクロツクパルスを
カウントするカウンタを有する。
医療装置のための低電力Ａ／Ｄ変換器を提供す
る。該変換器は移植用装置の主クロツク周波数よ
りも十分に高い所定の周波数でクロツクパルスを
発生するための高周波発振器と、電圧依存の可変
の時間間隔に対して高周波発振器を使用可能にす
る為の発振器ゲート（oscillator gating）回路
と、該発振器ゲート回路が移植用医療装置により
感知された生理的パラメータのアナログ信号表示
の値に対応するパルス幅を有するゲート制御パル
スを発生する電圧制御された単安定マルチバイブ
レータを含むこと、及び発振器に接続され、Ａ／
Ｄ変換器に対するデジタル出力を生成するための
可変の時間間隔の間に発生したクロツクパルスを
カウントするカウンタを有する。
【0014】
【実施例】 本発明の原理を促進及び理解する目
的の為に、図面に示した一実施例について説明す
る。説明には特定の用語が用いられる。しかしな
がら、それにより本発明の範囲を限定するもので
はなく、当業者が通常考えつくような図示した装
置に対する変更、改造、及びここに説明する本発
明の原理の更なる応用に関連する発明に対して本
発明の範囲を限定するものではない。
的の為に、図面に示した一実施例について説明す
る。説明には特定の用語が用いられる。しかしな
がら、それにより本発明の範囲を限定するもので
はなく、当業者が通常考えつくような図示した装
置に対する変更、改造、及びここに説明する本発
明の原理の更なる応用に関連する発明に対して本
発明の範囲を限定するものではない。
【0015】 図１を参照にすると、高周波発振器１
０が参照番号１２で表された発振器ゲート回路に
よつて選択的に可能（動作可能、使用可能）又は
不能（動作不能、使用不能）にされる。一般に言
うと、該ゲート回路（ゲートする回路）は変換器
へのアナログ入力の関数である可変の時間間隔に
対して発振器をオンにゲートする、言い換えれ
ば、発振器を動作可能にする。アナログ入力信号
は所望の範囲の処理されたアナログ信号を生成す
るために入力増幅器１４で最初にフイルタ及びス
ケールされ、電圧制御された単安定（VCM）マ
ルチバイブレータ（以下、VCMと言う）１６に
対する制御入力とされる。VCM１６は更に制御
器１８の“Ａ”出力に接続されたトリガー入力を
伴つて提供される。該制御器はクロツク２０の制
御下で制御パルスを発生し、該クロツクは水晶制
御された低周波数クロツクであり、その範囲は好
ましくは20kHzから50kHzの間で、最も好ましく
は40kHzである。電力について考慮をすると、ペ
ースメーカー回路のデジタル部分を前記で特定し
たような比較的低い周波数で動作することを指図
することとなる。本発明に従つたＡ／Ｄ変換器は
前記説明された移植用医療装置のいずれかの物の
内部に含まれ得るが、本実施例はパルス発振器及
びペース機能の監視と制御用のマイクロプロセツ
サを有するプログラム可能なペースメーカーを背
景に説明される。ペースメーカーは従来の形式の
電池を動力源とし、該電池はＡ／Ｄ変換器にも電
力を供給する。
０が参照番号１２で表された発振器ゲート回路に
よつて選択的に可能（動作可能、使用可能）又は
不能（動作不能、使用不能）にされる。一般に言
うと、該ゲート回路（ゲートする回路）は変換器
へのアナログ入力の関数である可変の時間間隔に
対して発振器をオンにゲートする、言い換えれ
ば、発振器を動作可能にする。アナログ入力信号
は所望の範囲の処理されたアナログ信号を生成す
るために入力増幅器１４で最初にフイルタ及びス
ケールされ、電圧制御された単安定（VCM）マ
ルチバイブレータ（以下、VCMと言う）１６に
対する制御入力とされる。VCM１６は更に制御
器１８の“Ａ”出力に接続されたトリガー入力を
伴つて提供される。該制御器はクロツク２０の制
御下で制御パルスを発生し、該クロツクは水晶制
御された低周波数クロツクであり、その範囲は好
ましくは20kHzから50kHzの間で、最も好ましく
は40kHzである。電力について考慮をすると、ペ
ースメーカー回路のデジタル部分を前記で特定し
たような比較的低い周波数で動作することを指図
することとなる。本発明に従つたＡ／Ｄ変換器は
前記説明された移植用医療装置のいずれかの物の
内部に含まれ得るが、本実施例はパルス発振器及
びペース機能の監視と制御用のマイクロプロセツ
サを有するプログラム可能なペースメーカーを背
景に説明される。ペースメーカーは従来の形式の
電池を動力源とし、該電池はＡ／Ｄ変換器にも電
力を供給する。
【0016】 制御器１８は１ミリ秒（ｍｓ）に一度
トリガーパルス“Ａ”、及び図２に示されたよう
に各々のトリガーパルス“Ａ”の600マイクロ秒
（μs）後にゲート制御パルス“Ｃ”を提供するこ
とを可能にするカウンタ回路を含む。該１ミリ秒
に一度という期間は本発明の一実施例での各々の
サンプル周期の期間である。図３に示されたよう
に形成されたVCM１６は出力パルス“Ｂ”を生
成することで各々のトリガーパルスに応答する。
該出力パルス“Ｂ”の期間はVCM１６の制御入
力に供給されるアナログ入力の瞬時電圧によつて
変化する。当業者には理解できるように、それぞ
れの電圧制御された単安定マルチバイブレータ
（VCM）、又はワンシヨツトマルチバイブレータ、
はトリガー入力の高（“１”）ロジツクレベルによ
りトリガーされ、NORゲート３４の一つの入力
に接続され、そこでコンパレータ３２の出力が高
になり、コンデンサＣ１が抵抗器Ｒ１を介して幅
制御入力に供給されるアナログ入力信号の瞬時電
圧を越える電圧まで充電されるまで高の状態に停
まる。Ｒ１の値は電流消費を最小限にする為にで
きるだけ高くしなければならない。現在のところ
好ましいＲ１とＣ１の値はそれぞれ8.2MΩと
220pFである。
トリガーパルス“Ａ”、及び図２に示されたよう
に各々のトリガーパルス“Ａ”の600マイクロ秒
（μs）後にゲート制御パルス“Ｃ”を提供するこ
とを可能にするカウンタ回路を含む。該１ミリ秒
に一度という期間は本発明の一実施例での各々の
サンプル周期の期間である。図３に示されたよう
に形成されたVCM１６は出力パルス“Ｂ”を生
成することで各々のトリガーパルスに応答する。
該出力パルス“Ｂ”の期間はVCM１６の制御入
力に供給されるアナログ入力の瞬時電圧によつて
変化する。当業者には理解できるように、それぞ
れの電圧制御された単安定マルチバイブレータ
（VCM）、又はワンシヨツトマルチバイブレータ、
はトリガー入力の高（“１”）ロジツクレベルによ
りトリガーされ、NORゲート３４の一つの入力
に接続され、そこでコンパレータ３２の出力が高
になり、コンデンサＣ１が抵抗器Ｒ１を介して幅
制御入力に供給されるアナログ入力信号の瞬時電
圧を越える電圧まで充電されるまで高の状態に停
まる。Ｒ１の値は電流消費を最小限にする為にで
きるだけ高くしなければならない。現在のところ
好ましいＲ１とＣ１の値はそれぞれ8.2MΩと
220pFである。
【0017】 VCM１６のＲ１−Ｃ１時定数と入力
増幅器１４のスケーリング部材はVCMの各出力
パルスの期間が±20ミリボルト（ｍＶ）の入力範
囲に対するアナログ入力電圧の関数として、±100
マイクロ秒（μs）の範囲でリニアに変化するよう
に選定される。このリニアな範囲は好ましくは−
20ｍＶの入力電圧に対応する600μsの最小時間間
隔と、＋20ｍＶの入力電圧に対応する800μsの最大
時間間隔を有する。従つて出力パルス“Ｂ”は図
３のパルス７０ａ及び７０ｂで示された様に
200μsの最大変化、又は能動的なリニアな範囲を
伴つて変化する。即ち、ゲート制御パルス“Ｂ”
の立下り区間は可能パルス“Ｃ”の立上り区間後
の200μs内に起こる。図２のパルス２８は各々の
サンプル周期と同時に起こり、それぞれのトリガ
ーパルス２７の立上り区間の600μs後に立上り区
間が発生することに注意する。
増幅器１４のスケーリング部材はVCMの各出力
パルスの期間が±20ミリボルト（ｍＶ）の入力範
囲に対するアナログ入力電圧の関数として、±100
マイクロ秒（μs）の範囲でリニアに変化するよう
に選定される。このリニアな範囲は好ましくは−
20ｍＶの入力電圧に対応する600μsの最小時間間
隔と、＋20ｍＶの入力電圧に対応する800μsの最大
時間間隔を有する。従つて出力パルス“Ｂ”は図
３のパルス７０ａ及び７０ｂで示された様に
200μsの最大変化、又は能動的なリニアな範囲を
伴つて変化する。即ち、ゲート制御パルス“Ｂ”
の立下り区間は可能パルス“Ｃ”の立上り区間後
の200μs内に起こる。図２のパルス２８は各々の
サンプル周期と同時に起こり、それぞれのトリガ
ーパルス２７の立上り区間の600μs後に立上り区
間が発生することに注意する。
【0018】 入力増幅器１４は図４に示されたよう
に構成され、該入力増幅器は好ましくはCMOS
装置の4000シリーズの4575デユアル／デユアル増
幅器・コンパレータの２個の演算増幅器のうちの
一個を用いた演算増幅器回路である。現在におい
て好ましい入力増幅器１４の受動素子の値は次の
とおりである。
に構成され、該入力増幅器は好ましくはCMOS
装置の4000シリーズの4575デユアル／デユアル増
幅器・コンパレータの２個の演算増幅器のうちの
一個を用いた演算増幅器回路である。現在におい
て好ましい入力増幅器１４の受動素子の値は次の
とおりである。
【0019】
【表２】
素子 値
R6，R5 1MΩ
R3 3.3MΩ
R4 1.8MΩ
C4 0.1μF
C3 1uF
【0020】 可能（動作可能、使用可能）／不能
（動作不能、使用不能）（enable／disable）ラツ
チ２２は可能パルス“Ｃ”の立上り区間に応答し
高のロジツク状態にセツトされ、ゲート制御パル
ス“Ｂ”の立下り区間に応答し低のロジツク状態
にリセツトされる。それによつてパルス“Ｃ”の
立上り区間とパルス“Ｂ”の立下り区間の間に等
しい時間間隔に対して高周波発生器１０をオンに
ゲートする。該時間間隔は前記説明された様式の
アナログ入力信号の値に対応する。高周波発振器
１０は変化する期間のパルスバーストから成る出
力“Ｄ”を発生することによつて応答する。該パ
ルスバーストは図２のパルスバースト３１ａ及び
３１ｂで表されている。発振器１０は図１に示す
ように２入力NANDゲート２４のまわりに接続
された抵抗器Ｒ２及びコンデンサＣ２で構成され
たし張発振器であり、NANDゲートの一つの入
力は可能ラインとしてラツチ２２の出力に接続さ
れている。好ましくは受動素子Ｒ２及びＣ２は、
発振器の動作の周波数が500kHzであるように選
定され、Ｒ２の値はＣ２の電流の充電及び放電を
最小限にする為にできるだけ高くするように選定
される。Ｒ２とＣ２の現在において好ましい値は
それぞれ20kΩと22pFである。
（動作不能、使用不能）（enable／disable）ラツ
チ２２は可能パルス“Ｃ”の立上り区間に応答し
高のロジツク状態にセツトされ、ゲート制御パル
ス“Ｂ”の立下り区間に応答し低のロジツク状態
にリセツトされる。それによつてパルス“Ｃ”の
立上り区間とパルス“Ｂ”の立下り区間の間に等
しい時間間隔に対して高周波発生器１０をオンに
ゲートする。該時間間隔は前記説明された様式の
アナログ入力信号の値に対応する。高周波発振器
１０は変化する期間のパルスバーストから成る出
力“Ｄ”を発生することによつて応答する。該パ
ルスバーストは図２のパルスバースト３１ａ及び
３１ｂで表されている。発振器１０は図１に示す
ように２入力NANDゲート２４のまわりに接続
された抵抗器Ｒ２及びコンデンサＣ２で構成され
たし張発振器であり、NANDゲートの一つの入
力は可能ラインとしてラツチ２２の出力に接続さ
れている。好ましくは受動素子Ｒ２及びＣ２は、
発振器の動作の周波数が500kHzであるように選
定され、Ｒ２の値はＣ２の電流の充電及び放電を
最小限にする為にできるだけ高くするように選定
される。Ｒ２とＣ２の現在において好ましい値は
それぞれ20kΩと22pFである。
【0021】 前記説明された1kHzＡ／Ｄサンプル
率は200μsのVCM出力パルス期間に対して100高
周波発振器クロツクサイクル、又はカウント、の
分解能を生み出し、それは幾つかの応用の心臓内
心電図を処理するために適切である。前記説明さ
れたよりも高い分解能が500HzのＡ／Ｄサンプル
率で動作させても達成でき、それは心臓内心電図
の処理のために適当な周波数の応答を提供する。
この目的のために、本発明の一実施例ではＡ／Ｄ
変換器のサンプル周期は２ｍｓにセツトされてい
て、VCMは毎サンプル周期に２回トリガーされ
る。これは効果的に400μs能動VCM範囲を生み出
し、後に説明するが、それが分解能を約６ビツト
から７ビツト（200カウント）に増加する。
率は200μsのVCM出力パルス期間に対して100高
周波発振器クロツクサイクル、又はカウント、の
分解能を生み出し、それは幾つかの応用の心臓内
心電図を処理するために適切である。前記説明さ
れたよりも高い分解能が500HzのＡ／Ｄサンプル
率で動作させても達成でき、それは心臓内心電図
の処理のために適当な周波数の応答を提供する。
この目的のために、本発明の一実施例ではＡ／Ｄ
変換器のサンプル周期は２ｍｓにセツトされてい
て、VCMは毎サンプル周期に２回トリガーされ
る。これは効果的に400μs能動VCM範囲を生み出
し、後に説明するが、それが分解能を約６ビツト
から７ビツト（200カウント）に増加する。
【0022】 制御器１８は図５でより詳細に示して
いる。カウント４０は分周器を経て移植用装置の
40kHz主クロツクから発せられた10kHzクロツク
によつて動かされる。該分周器は図に示されたよ
うに相互に接続された一対のＤフリツプフロツプ
４２及び４４から成る。カウンタ４０は好ましく
は4017十進カウンタである。カウンタの出力は逐
次100μs毎に高になり、それによつて１ｍｓに一
度“Ａ”トリガーパルスが発生され、カウンタ４
０のQ7ピンに接続された出力“Ｃ”が毎トリガ
ーパルスの600μs後に高になる。同様に、後に説
明する理由のために、カウンタ４０は毎“Ａ”ト
リガーパルスの800μs後に“Ｅ”パルスを発生す
る。一実施例では出力パルス“Ａ”の期間は
ANDゲート４８によつて50μsに制限される。該
ANDゲートは一つの入力でカウンタ４０からの
Q1出力パルスを、他の入力で10kHzクロツク信号
の補数を受信する。それにより、ANDゲート出
力はQ1出力での100μs出力パルスの後半の間だけ
高になる。代わりに、“Ａ”トリガーパルスは図
に示されたゲートを通してよりもむしろ直接カウ
ンタ４０のQ1出力から取られる。前記説明され
た他のパルスに加えて、ビツト位置基準
（BPREF）として、各々の“Ａ”トリガーパル
スの100μs前に出力Q0でパルスを発生する。この
理由は以下ですぐに説明する。制御器１８は、
Ａ／Ｄ変換が行われるようになるまで、アナログ
可能（ANENA）制御ライン上の低ロジツク状
態によつて、インバータ４６を通して、リセツト
状態にされる。ANENAラインはペースメーカ
ーのマイクロプロセツサに接続されていて、マイ
クロプロセツサの制御のもとでＡ／Ｄ変換を可能
にするように高状態に切り換えられる。マイクロ
プロセツサは通信結合コイルを経て受信され、ペ
ースメーカー内のプログラミング受信器回路（図
示せず）を通して処理された外部のコマンド信号
に応答してＡ／Ｄ変換器のための適当な制御信号
を発生する。
いる。カウント４０は分周器を経て移植用装置の
40kHz主クロツクから発せられた10kHzクロツク
によつて動かされる。該分周器は図に示されたよ
うに相互に接続された一対のＤフリツプフロツプ
４２及び４４から成る。カウンタ４０は好ましく
は4017十進カウンタである。カウンタの出力は逐
次100μs毎に高になり、それによつて１ｍｓに一
度“Ａ”トリガーパルスが発生され、カウンタ４
０のQ7ピンに接続された出力“Ｃ”が毎トリガ
ーパルスの600μs後に高になる。同様に、後に説
明する理由のために、カウンタ４０は毎“Ａ”ト
リガーパルスの800μs後に“Ｅ”パルスを発生す
る。一実施例では出力パルス“Ａ”の期間は
ANDゲート４８によつて50μsに制限される。該
ANDゲートは一つの入力でカウンタ４０からの
Q1出力パルスを、他の入力で10kHzクロツク信号
の補数を受信する。それにより、ANDゲート出
力はQ1出力での100μs出力パルスの後半の間だけ
高になる。代わりに、“Ａ”トリガーパルスは図
に示されたゲートを通してよりもむしろ直接カウ
ンタ４０のQ1出力から取られる。前記説明され
た他のパルスに加えて、ビツト位置基準
（BPREF）として、各々の“Ａ”トリガーパル
スの100μs前に出力Q0でパルスを発生する。この
理由は以下ですぐに説明する。制御器１８は、
Ａ／Ｄ変換が行われるようになるまで、アナログ
可能（ANENA）制御ライン上の低ロジツク状
態によつて、インバータ４６を通して、リセツト
状態にされる。ANENAラインはペースメーカ
ーのマイクロプロセツサに接続されていて、マイ
クロプロセツサの制御のもとでＡ／Ｄ変換を可能
にするように高状態に切り換えられる。マイクロ
プロセツサは通信結合コイルを経て受信され、ペ
ースメーカー内のプログラミング受信器回路（図
示せず）を通して処理された外部のコマンド信号
に応答してＡ／Ｄ変換器のための適当な制御信号
を発生する。
【0023】 またインバータ４６の出力は入力増幅
器１４内の演算増幅器のISET入力と、電流調整
抵抗器を通してVCM１６内のコンパレータに接
続されている。好ましくは、動作中にペースメー
カーの電池の漏れを減らすためにそれぞれの
ISET入力に対して10MΩの抵抗器をそれぞれ通
して接続する。Ａ／Ｄ変換器が所望されていない
時、演算増幅器とコンパレータを不能にすること
により電池の漏れは最少にされる。これは
ANENA制御ラインを低にセツトすることによ
つて達成され、それによつてインバータ４６の出
力で高出力状態を供給する。
器１４内の演算増幅器のISET入力と、電流調整
抵抗器を通してVCM１６内のコンパレータに接
続されている。好ましくは、動作中にペースメー
カーの電池の漏れを減らすためにそれぞれの
ISET入力に対して10MΩの抵抗器をそれぞれ通
して接続する。Ａ／Ｄ変換器が所望されていない
時、演算増幅器とコンパレータを不能にすること
により電池の漏れは最少にされる。これは
ANENA制御ラインを低にセツトすることによ
つて達成され、それによつてインバータ４６の出
力で高出力状態を供給する。
【0024】 図６で詳細に示されたように、可能／
不能ラツチ２２はＤフリツプフロツプ５０のまわ
りに設計されていて、それは制御器１８の“Ｃ”
出力に接続されたSTARTライン上のクロツクパ
ルスを受信する。Ａ／Ｄ変換が行われる時、フリ
ツプフロツプ５０のＤ入力は、マイクロプロセツ
サに接続され、インバータ５２を通して、アナロ
グモード（ANMOD）制御ラインの低ロジツク
状態によつて高に保たれ、そうでない時は高周波
発振器１０の動作を不能にするために低に保たれ
る。フリツプフロツプ５０はORゲートを通して
BPREFライン上のリセツトパルスによつて初期
設定される。該リセツトパルスはＡ／Ｄ変換器の
動作の開始のときに必要であればフリツプフロツ
プをリセツトする。その後Ａ／Ｄ変換の間、フリ
ツプフロツプは巡回的に高が計時され、その後
STARTライン及びSTOPライン上にそれぞれ現
れるパルスによつてリセツトされる。当業者には
理解できるように、コンパレータ５４及び結合さ
れた受動素子Ｒ７とＣ５とで形成された単安定マ
ルチバイブレータはSTOP入力に供給された
VCM出力パルス“Ｂ”の立下り区間によりトリ
ガーされる。コンパレータ５４の出力は高にな
り、抵抗器Ｒ７を通してコンデンサＣ５が基準電
圧VREFを越える電圧まで充電するまで高でい
る。VREFはコンパレータの非反転入力に供給さ
れている。コンパレータ５４からの結果的出力パ
ルスはORゲート５６を通してフリツプフロツプ
５０のリセツト入力に接続され、それがリセツト
パルスに応答して低に切り換え、よつて高周波数
発振器を不能にする。コンパレータ５４は好まし
くは前記の4575装置内のコンパレータうちの一個
であり、動作電流はISETラインにより制御され
る。Ｒ７とＣ５の現在において好ましい値はそれ
ぞれ200kΩと220pFである。
不能ラツチ２２はＤフリツプフロツプ５０のまわ
りに設計されていて、それは制御器１８の“Ｃ”
出力に接続されたSTARTライン上のクロツクパ
ルスを受信する。Ａ／Ｄ変換が行われる時、フリ
ツプフロツプ５０のＤ入力は、マイクロプロセツ
サに接続され、インバータ５２を通して、アナロ
グモード（ANMOD）制御ラインの低ロジツク
状態によつて高に保たれ、そうでない時は高周波
発振器１０の動作を不能にするために低に保たれ
る。フリツプフロツプ５０はORゲートを通して
BPREFライン上のリセツトパルスによつて初期
設定される。該リセツトパルスはＡ／Ｄ変換器の
動作の開始のときに必要であればフリツプフロツ
プをリセツトする。その後Ａ／Ｄ変換の間、フリ
ツプフロツプは巡回的に高が計時され、その後
STARTライン及びSTOPライン上にそれぞれ現
れるパルスによつてリセツトされる。当業者には
理解できるように、コンパレータ５４及び結合さ
れた受動素子Ｒ７とＣ５とで形成された単安定マ
ルチバイブレータはSTOP入力に供給された
VCM出力パルス“Ｂ”の立下り区間によりトリ
ガーされる。コンパレータ５４の出力は高にな
り、抵抗器Ｒ７を通してコンデンサＣ５が基準電
圧VREFを越える電圧まで充電するまで高でい
る。VREFはコンパレータの非反転入力に供給さ
れている。コンパレータ５４からの結果的出力パ
ルスはORゲート５６を通してフリツプフロツプ
５０のリセツト入力に接続され、それがリセツト
パルスに応答して低に切り換え、よつて高周波数
発振器を不能にする。コンパレータ５４は好まし
くは前記の4575装置内のコンパレータうちの一個
であり、動作電流はISETラインにより制御され
る。Ｒ７とＣ５の現在において好ましい値はそれ
ぞれ200kΩと220pFである。
【0025】 発振器１０及び発振器ゲート回路１２
は回路ブロツク２５として一緒に図７で表されて
いて、その出力“Ｄ”は８ビツトカウンタ６０の
入力に接続され、該カウンタは図に示されたよう
に８ビツトラツチ６２に接続されている。カウン
タ及びラツチはタイミング発生器６４の制御のも
とで動作し、該発生器は、発振器及びゲート回路
２５のように、移植用装置内の主クロツクからク
ロツク入力を受信し、後に説明するが、それぞれ
のサンプル周期の適当な時間にリセツト及びラツ
チ制御パルスを発生する。1kHzのサンプル率を
有するＡ／Ｄ変換器の一実施例では、タイミング
発生器６４は発振器１０からの毎パルスバースト
の後に、好ましくは次のトリガーパルス“Ａ”の
立上り区間の前に、ラツチ６２にラツチコマンド
を送る。カウンタ６０はその内容がラツチ６２に
ラツチされた後にリセツトパルスによつてリセツ
トされる。リセツトパルスは、例えば、次のトリ
ガーパルス“Ａ”の立上り区間とほぼ同時に発生
する。前記説明された高い分解能を有する互換的
な実施例では、VCMは２ｍｓのサンプル周期あ
たり２回トリガーされるが、それでも変換器はサ
ンプル周期あたり１回だけカウンタの電流出力を
ラツチし、カウンタをリセツトする。与えられた
２ｍｓサンプル周期内の２個の連続するパルスバ
ーストからのパルスのカウントはカウンタ３０で
集まり、それによつてカウンタが如何なる与えら
れたＡ／Ｄサンプルに対しても200の最大出力カ
ウントを達成することを可能にする。
は回路ブロツク２５として一緒に図７で表されて
いて、その出力“Ｄ”は８ビツトカウンタ６０の
入力に接続され、該カウンタは図に示されたよう
に８ビツトラツチ６２に接続されている。カウン
タ及びラツチはタイミング発生器６４の制御のも
とで動作し、該発生器は、発振器及びゲート回路
２５のように、移植用装置内の主クロツクからク
ロツク入力を受信し、後に説明するが、それぞれ
のサンプル周期の適当な時間にリセツト及びラツ
チ制御パルスを発生する。1kHzのサンプル率を
有するＡ／Ｄ変換器の一実施例では、タイミング
発生器６４は発振器１０からの毎パルスバースト
の後に、好ましくは次のトリガーパルス“Ａ”の
立上り区間の前に、ラツチ６２にラツチコマンド
を送る。カウンタ６０はその内容がラツチ６２に
ラツチされた後にリセツトパルスによつてリセツ
トされる。リセツトパルスは、例えば、次のトリ
ガーパルス“Ａ”の立上り区間とほぼ同時に発生
する。前記説明された高い分解能を有する互換的
な実施例では、VCMは２ｍｓのサンプル周期あ
たり２回トリガーされるが、それでも変換器はサ
ンプル周期あたり１回だけカウンタの電流出力を
ラツチし、カウンタをリセツトする。与えられた
２ｍｓサンプル周期内の２個の連続するパルスバ
ーストからのパルスのカウントはカウンタ３０で
集まり、それによつてカウンタが如何なる与えら
れたＡ／Ｄサンプルに対しても200の最大出力カ
ウントを達成することを可能にする。
【0026】 両方の実施例では、ラツチ３２のデジ
タル出力は電流アナログ入力のデジタル値を表
し、該デジタル値の存在がタイミング発生器３４
からのデータレデイ（DATA READY）出力パ
ルスによつて信号で送られる。ラツチ３２のデジ
タル出力及びタイミング発生器３４からのデータ
レデイ信号は好ましくはペースメーカー内のマイ
クロプロセツサ又は他の移植装置に接続される。
該他の移植用装置とは内部での処理又は記憶、又
は外部装置への遠隔測定の伝送の為のものであ
る。
タル出力は電流アナログ入力のデジタル値を表
し、該デジタル値の存在がタイミング発生器３４
からのデータレデイ（DATA READY）出力パ
ルスによつて信号で送られる。ラツチ３２のデジ
タル出力及びタイミング発生器３４からのデータ
レデイ信号は好ましくはペースメーカー内のマイ
クロプロセツサ又は他の移植装置に接続される。
該他の移植用装置とは内部での処理又は記憶、又
は外部装置への遠隔測定の伝送の為のものであ
る。
【0027】 図８を参照にすると、図７の回路ブロ
ツク内に含まれる電気回路が詳細に示されてい
る。カウンタ６０は好ましくは4040カウンタであ
り、クロツク入力が発振器及びゲート回路の出力
“Ｄ”に接続されている。カウンタ６０のデータ
出力は２個の4175カツドＤフリツプフロツプのデ
ータ入力に接続されていて、該２個のフロツプフ
ロツプがラツチ６２を形成する。ラツチ６２の８
ビツト出力はＡ／Ｄ変換器の出力を表し、それが
もう一つのカウンタ６３のＱ５出力からのデータ
レデイ出力ライン上に高ロジツク状態が発生する
ことによつてデータが読まれる準備ができた事の
表示を提供する。該カウンタも好ましくは4040カ
ウンタであり、図に示されたように接続された関
連するANDゲート及びインバータと共になりタ
イミング発生器６４内にデジタル単安定マルチバ
イブレータを形成する。またタイミング発生器は
トグルフリツプフロツプとして形成されたＤフリ
ツプフロツプを含み、該フリツプフロツプの出力
はもう一つのデジタル単安定マルチバイブレータ
７４に接続されていて、該マルチバイブレータは
図に示されたように一対の接続されたＤフリツプ
フロツプを用いている。
ツク内に含まれる電気回路が詳細に示されてい
る。カウンタ６０は好ましくは4040カウンタであ
り、クロツク入力が発振器及びゲート回路の出力
“Ｄ”に接続されている。カウンタ６０のデータ
出力は２個の4175カツドＤフリツプフロツプのデ
ータ入力に接続されていて、該２個のフロツプフ
ロツプがラツチ６２を形成する。ラツチ６２の８
ビツト出力はＡ／Ｄ変換器の出力を表し、それが
もう一つのカウンタ６３のＱ５出力からのデータ
レデイ出力ライン上に高ロジツク状態が発生する
ことによつてデータが読まれる準備ができた事の
表示を提供する。該カウンタも好ましくは4040カ
ウンタであり、図に示されたように接続された関
連するANDゲート及びインバータと共になりタ
イミング発生器６４内にデジタル単安定マルチバ
イブレータを形成する。またタイミング発生器は
トグルフリツプフロツプとして形成されたＤフリ
ツプフロツプを含み、該フリツプフロツプの出力
はもう一つのデジタル単安定マルチバイブレータ
７４に接続されていて、該マルチバイブレータは
図に示されたように一対の接続されたＤフリツプ
フロツプを用いている。
【0028】 動作では、ANENA制御ラインはイ
ンバータ７２を通してフリツプフロツプ７０をリ
セツト状態に維持し、同様に、Ａ／Ｄ変換が行わ
れるようになるまで、ラツチ６２を不能にする。
Ａ／Ｄ変換を可能にする為にANENA制御ライ
ンが高にセツトされると、カウンタ、その時のそ
の出力はすべて低、は高周波発振器１０の出力
“Ｄ”から供給されたパルスをカウントし始め、
該カウンタはＡ／Ｄ変換が可能になつた後に発生
した最初のパルズ“Ｃ”に応答してゲートオンさ
れる。ラツチ２２をトリガーするこの同じ“Ｃ”
パルスがまたタイミング発生器内の一連の事象を
トリガーする。該一連の事象はラツチコマンド、
カウンタ６０へのリセツトパルス、及びデータレ
デイ出力信号の発生がこの順で結果となるもので
ある。より特定的には、フリツプフロツプ７０の
Ｑ＊（＊は反転を示す）出力はVCM１６（図１）
がトリガーした後に発生した最初のパルス“Ｃ”
に応答して低が計時され、従つて単安定マルチバ
イブレータ７４へのＤ入力は次のクロツクパルス
“Ｅ”の予定される到着の200μs前に低に切り換え
られる。該パルスは前記説明のように各々のトリ
ガーパルス“Ａ”の800μs後に発生される。結果
として、単安定マルチバイブレータ７４は高周波
発振器からの最初のパルスバーストの終わりでラ
ツチコマンドを発生しない。しかしながら、その
後フリツプフロツプはパルス“Ｃ”に応答してト
グルし、それにより単安定マルチバイブレータ７
４がラツチコマンドを毎第２のパルスバーストに
続いて発生することを可能にする。前記説明され
たように、パルスバーストは発振器１０がゲート
された後にOsから200μsの間続く、言い換える
と、VCM１６がトリガーした600μs後から800μs
後まで続く。パルス“Ｅ”の立上り区間の後の
40kHzクロツク信号の最初の正への過渡で、単安
定マルチバイブレータ７４は25μs高になり、それ
によりラツチ６２をカウンタ６０の内容をラツチ
するようにトリガーする。該パルス“Ｅ”は
VCM１６がトリガーした800μs後に発生する。ま
た単安定マルチバイブレータ７４からの出力パル
スはタイミング発生器６４内のカウンタ６３をリ
セツトし、それに応答してカウンタ６３のクロツ
ク入力が可能にされ、カウンタが40kHzクロツク
パルスをカウントし始める。200μs後、カウンタ
６３のＱ４出力が高になり、それによりカウンタ
６０をクリアにし、あと200μs後にカウンタ６３
のＱ５出力が高になり、それによりカウンタ６３
へのクロツク入力を不能にし、データレデイライ
ン上で高ロジツク状態を維持する。各々のＡ／Ｄ
サンプル周期に含まれた２つの連続するパルスバ
ースト内のパルスの累積カウントを発生するカウ
ンタ６０と共に、及び第２のパルスバーストに続
くラツチ６２にラツチされた前記のような累積カ
ウントと共に、このシーケンスは毎Ａ／Ｄサンプ
ル周期に繰り返される。カウンタ６０は各々のサ
ンプル周期の終わりでクリアされる。
ンバータ７２を通してフリツプフロツプ７０をリ
セツト状態に維持し、同様に、Ａ／Ｄ変換が行わ
れるようになるまで、ラツチ６２を不能にする。
Ａ／Ｄ変換を可能にする為にANENA制御ライ
ンが高にセツトされると、カウンタ、その時のそ
の出力はすべて低、は高周波発振器１０の出力
“Ｄ”から供給されたパルスをカウントし始め、
該カウンタはＡ／Ｄ変換が可能になつた後に発生
した最初のパルズ“Ｃ”に応答してゲートオンさ
れる。ラツチ２２をトリガーするこの同じ“Ｃ”
パルスがまたタイミング発生器内の一連の事象を
トリガーする。該一連の事象はラツチコマンド、
カウンタ６０へのリセツトパルス、及びデータレ
デイ出力信号の発生がこの順で結果となるもので
ある。より特定的には、フリツプフロツプ７０の
Ｑ＊（＊は反転を示す）出力はVCM１６（図１）
がトリガーした後に発生した最初のパルス“Ｃ”
に応答して低が計時され、従つて単安定マルチバ
イブレータ７４へのＤ入力は次のクロツクパルス
“Ｅ”の予定される到着の200μs前に低に切り換え
られる。該パルスは前記説明のように各々のトリ
ガーパルス“Ａ”の800μs後に発生される。結果
として、単安定マルチバイブレータ７４は高周波
発振器からの最初のパルスバーストの終わりでラ
ツチコマンドを発生しない。しかしながら、その
後フリツプフロツプはパルス“Ｃ”に応答してト
グルし、それにより単安定マルチバイブレータ７
４がラツチコマンドを毎第２のパルスバーストに
続いて発生することを可能にする。前記説明され
たように、パルスバーストは発振器１０がゲート
された後にOsから200μsの間続く、言い換える
と、VCM１６がトリガーした600μs後から800μs
後まで続く。パルス“Ｅ”の立上り区間の後の
40kHzクロツク信号の最初の正への過渡で、単安
定マルチバイブレータ７４は25μs高になり、それ
によりラツチ６２をカウンタ６０の内容をラツチ
するようにトリガーする。該パルス“Ｅ”は
VCM１６がトリガーした800μs後に発生する。ま
た単安定マルチバイブレータ７４からの出力パル
スはタイミング発生器６４内のカウンタ６３をリ
セツトし、それに応答してカウンタ６３のクロツ
ク入力が可能にされ、カウンタが40kHzクロツク
パルスをカウントし始める。200μs後、カウンタ
６３のＱ４出力が高になり、それによりカウンタ
６０をクリアにし、あと200μs後にカウンタ６３
のＱ５出力が高になり、それによりカウンタ６３
へのクロツク入力を不能にし、データレデイライ
ン上で高ロジツク状態を維持する。各々のＡ／Ｄ
サンプル周期に含まれた２つの連続するパルスバ
ースト内のパルスの累積カウントを発生するカウ
ンタ６０と共に、及び第２のパルスバーストに続
くラツチ６２にラツチされた前記のような累積カ
ウントと共に、このシーケンスは毎Ａ／Ｄサンプ
ル周期に繰り返される。カウンタ６０は各々のサ
ンプル周期の終わりでクリアされる。
【0029】 もし１ｍｓサンプル周期が所望であれ
ば、フリツプフロツプ７０が削除され得り、単安
定マルチバイブレータ７４のＤ入力が高に拘束さ
れ得り、各々のパルス“Ｅ”が一つのパルスバー
ストに対応するカウンタの内容にラツチすること
に影響する。ゲートされた発振器の同じ動作周波
数で、分解能及びＡ／Ｄ変換時間の両方が２ｍｓ
サンプル周期で動作する実施例の半分になり得
る。
ば、フリツプフロツプ７０が削除され得り、単安
定マルチバイブレータ７４のＤ入力が高に拘束さ
れ得り、各々のパルス“Ｅ”が一つのパルスバー
ストに対応するカウンタの内容にラツチすること
に影響する。ゲートされた発振器の同じ動作周波
数で、分解能及びＡ／Ｄ変換時間の両方が２ｍｓ
サンプル周期で動作する実施例の半分になり得
る。
【0030】 所望であれば、Ａ／Ｄ変換器はまた多
重にされた入力を伴つて提供され得る。これは好
ましくは増幅器１４のような第２の入力増幅器及
びVCM１６のような第２のVCMを提供する事に
よつてなされる。２個のVCMの出力はORゲー
トに接続され、ORゲートは可能／不能ラツチ２
２のSTOP入力に接続された出力を有する。チヤ
ンネル選択ロジツクは好ましくはトリガーパルス
“Ａ”を２個のVCMのうちの選択された一個にス
テアする。そのような配置は本出願人の1990年７
月13日に提出された本願と同時係属中の特許出願
番号553435号で説明されていて、“移植可能な医
療装置用の同期遠隔測定システム”と題され、該
特許出願はこれによつて参照に編入される。
重にされた入力を伴つて提供され得る。これは好
ましくは増幅器１４のような第２の入力増幅器及
びVCM１６のような第２のVCMを提供する事に
よつてなされる。２個のVCMの出力はORゲー
トに接続され、ORゲートは可能／不能ラツチ２
２のSTOP入力に接続された出力を有する。チヤ
ンネル選択ロジツクは好ましくはトリガーパルス
“Ａ”を２個のVCMのうちの選択された一個にス
テアする。そのような配置は本出願人の1990年７
月13日に提出された本願と同時係属中の特許出願
番号553435号で説明されていて、“移植可能な医
療装置用の同期遠隔測定システム”と題され、該
特許出願はこれによつて参照に編入される。
【0031】 ここで開示されたＡ／Ｄ変換器内のす
べてのデジタルロジツク装置及び他の能動素子は
商業的に入手可能なCMOS装置4000シリーズの
装置である。CMOSロジツクは本来低電力消費
であるが、他のロジツク類と比較すると比較的遅
い。約２ボルトの供給電圧で、本発明の実施例の
ために熟考されたように、CMOSロジツクの動
作周波数は1MHzもしくはそれ以下に制限され、
一実施例での設計の余裕として、高周波数発振器
１０の動作周波数は受動素子の使用を通して
500kHzに制限される。電流消費は動作周波数と
ともに増加する。比較的多量の電流が、例えば
100kHzのオーダーの周波数で消費され、それは
ペースメーカー回路のデジタル部で一般的に使用
される50kHzもしくはそれ以下の周波数よりも実
質的に高い。それでも高周波数発振器１０が
500kHzで動作中に多量の電流が消費される。し
かしながら、高周波数発振器をVCMの能動のリ
ニアの部分の間だけ可能にすることにより、本発
明ではデユーテイサイクルは低く維持され、それ
故、電流消費は顕著に減らされる。
べてのデジタルロジツク装置及び他の能動素子は
商業的に入手可能なCMOS装置4000シリーズの
装置である。CMOSロジツクは本来低電力消費
であるが、他のロジツク類と比較すると比較的遅
い。約２ボルトの供給電圧で、本発明の実施例の
ために熟考されたように、CMOSロジツクの動
作周波数は1MHzもしくはそれ以下に制限され、
一実施例での設計の余裕として、高周波数発振器
１０の動作周波数は受動素子の使用を通して
500kHzに制限される。電流消費は動作周波数と
ともに増加する。比較的多量の電流が、例えば
100kHzのオーダーの周波数で消費され、それは
ペースメーカー回路のデジタル部で一般的に使用
される50kHzもしくはそれ以下の周波数よりも実
質的に高い。それでも高周波数発振器１０が
500kHzで動作中に多量の電流が消費される。し
かしながら、高周波数発振器をVCMの能動のリ
ニアの部分の間だけ可能にすることにより、本発
明ではデユーテイサイクルは低く維持され、それ
故、電流消費は顕著に減らされる。
【0032】 本発明が図面及び前記説明で詳細に示
されたが、これは一つの例であり本発明の特徴を
制限するものではなく、一実施例が示され説明さ
れただけであることが理解され、本発明の真意の
内にある総ての変更及び改造も保護されることを
要望する。
されたが、これは一つの例であり本発明の特徴を
制限するものではなく、一実施例が示され説明さ
れただけであることが理解され、本発明の真意の
内にある総ての変更及び改造も保護されることを
要望する。
【図１】部分的にブロツク図形式及び部分的に回
路図形式で示された本発明一実施例の高周波発振
器及び発振器ゲート回路の図である。
路図形式で示された本発明一実施例の高周波発振
器及び発振器ゲート回路の図である。
【図２】図１の回路により発生する各種の波形を
示すタイミング図である。
示すタイミング図である。
【図３】図１でブロツク図形式で表された形式の
電圧制御された単安定マルチバイブレータ
（VCM）の回路図である。
電圧制御された単安定マルチバイブレータ
（VCM）の回路図である。
【図４】図１で示された形式のアナログ入力増幅
器の回路図である。
器の回路図である。
【図５】図１で示された形式の制御器の回路図で
ある。
ある。
【図６】図１で示された形式の発振器ゲートラツ
チの回路図である。
チの回路図である。
【図７】本発明の一実施例に従つた完全なＡ／Ｄ
変換器のブロツク図である。
変換器のブロツク図である。
【図８】図７で示されたカウンタ、ラツチ、及び
タイミング発生器の回路図である。
タイミング発生器の回路図である。
１０ 高周波数発振器
１２ 発振器ゲート回路
１４ 入力増幅器
１６，７４ 単安定マルチバイブレータ（VCM）
１８ 制御器
２０ クロツク
２２ 可能／不能ラツチ
２５ 発振器及びゲート回路
４０ カウンタ
５０，７０ Ｄフリツプフロツプ
６０ カウンタ
６２ ラツチ
６３ カウンタ
６４ タイミング発生器。
Claims (7)
- 【請求項１】 主クロツクを伴つた移植可能な医
薬用装置のための低電力アナログ／デジタル変換
器において、 前記主クロツクの周波数よりも実質的に高い所
定の周波数でクロツクパルスを発生するための高
周波発振器手段と、 電圧依存の可変の時間間隔に対して前記発振器
手段を可能にするための発振器ゲート手段と、前
記ゲート手段が前記移植可能な医療用装置により
感知された生理的パラメータのアナログ信号表示
の値に対応するパルス幅を有するゲート制御パル
スを発生するための電圧制御された単安定マルチ
バイブレータ手段を含むことと、 前記可変の時間間隔の間に発生されたクロツク
パルスをカウントするために前記発振器手段に接
続されたカウンタ手段と、 を含むことを特徴とする低電力アナログ／デジタ
ル変換器。 - 【請求項２】 前記発振器ゲート手段が、前記ゲ
ート制御パルスの開始の後の所定の時間に前記発
振器手段を可能にするための、及び前記ゲート制
御パルスの終了のときに前記発振器手段を不能に
するための手段を含むことを特徴とする請求項１
に記載の低電力アナログ／デジタル変換器。 - 【請求項３】 前記アナログ／デジタル変換器に
対するアナログ／デジタルサンプル周期を定義す
るための手段と、 前記電圧制御された単安定マルチバイブレータ
を１サンプル周期あたりに少なくとも２回トリガ
ーする手段と、 前記カウンタ手段の電流出力をラツチし、及び
前記カウンタ手段を１サンプル周期あたりに１回
リセツトする手段と、 を更に含むことを特徴とする請求項２に記載の低
電力アナログ／デジタル変換器。 - 【請求項４】 主クロツクを伴つた移植可能な医
療用装置のための低電力アナログ／デジタル変換
方法において、 前記主クロツクの周波数よりも実質的に高い所
定の周波数でクロツクパルスを発生するための高
周波数発振器を提供するステツプと、 電圧依存の可変の時間間隔に対して前記発振器
をゲートオンするステツプと、前記ゲートするス
テツプが前記移植可能な医療用装置により感知さ
れた生理的パラメータのアナログ信号表示の値に
対応するパルス幅を有するゲート制御パルスを発
生することを含むステツプと、 前記可変の時間間隔の間に前記発振器によつて
発生されたクロツクパルスをカウントすること
と、 を含むことを特徴とする低電力アナログ／デジタ
ル変換方法。 - 【請求項５】 前記ゲートするステツプが、前記
ゲート制御パルスの開始の後の所定の時間に前記
発振器を可能にすること、及び前記ゲート制御パ
ルスの終わりに前記発振器を不能にすることを含
むことを特徴とする請求項４に記載の低電力アナ
ログ／デジタル変換方法。 - 【請求項６】 アナログ／デジタルサンプル周期
を定義するためのステツプと、 前記ゲート制御パルスを１サンプル周期あたり
に少なくとも２回発生するステツプと、 前記クロツクパルスの電流カウントをラツチ
し、及び前記カウントするステツプを１サンプル
周期あたりに１回初期設定するステツプと、 を更に含むことを特徴とする請求項５に記載の低
電力アナログ／デジタル変換方法。 - 【請求項７】 主クロツクを伴つた移植可能な医
療用装置のための低電力アナログ／デジタル変換
器において、 前記主クロツクの周波数よりも実質的に高い所
定の周波数でクロツクパルスを発生するための高
周波数発振器手段と、 電圧依存の可変の時間間隔に対して前記発振器
手段を可能にするための発振器ゲート手段と、前
記ゲート手段が、前記移植可能な医療用装置によ
り感知された生理的パラメータのアナログ信号表
示の値に対応するパルス幅を有するゲート制御パ
ルスを発生するための電圧制御された単安定マル
チバイブレータ手段と、水晶制御の低周波数クロ
ツクと、前記低周波数クロツクに接続されたクロ
ツク入力を有するタイミング制御器であつて該タ
イミング制御器が前記可変の時間間隔の所定の第
１の点で前記電圧制御された単安定マルチバイブ
レータにトリガーパルスを供給するための手段と
前記可変の時間間隔の所定の第２の点で可能パル
スを発生するための手段とを含むことと、前記可
変の時間間隔の前記第２の点で前記発振器手段を
可能にするために前記可能パルスに応答する手段
と、前記可変の時間間隔の終わりで前記発振器手
段を不能にするために前記ゲート制御パルスに応
答する手段と、を含むことと、 前記可変の時間間隔の前記第２の点と前記終わ
りとの間で発生されたクロツクパルスをカウント
するための前記発振器手段に接続されたカウンタ
手段と、 を含むことを特徴とする低電力アナログ／デジタ
ル変換器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/558,616 US5052389A (en) | 1990-07-26 | 1990-07-26 | Low-power A/D converter for an implantable medical device and method of use |
| US558616 | 1990-07-26 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04236970A JPH04236970A (ja) | 1992-08-25 |
| JPH0579346B2 true JPH0579346B2 (ja) | 1993-11-02 |
Family
ID=24230258
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3186645A Granted JPH04236970A (ja) | 1990-07-26 | 1991-07-25 | 移植可能な医療用装置のための低電力アナログ／デジタル変換器 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5052389A (ja) |
| EP (1) | EP0468680A3 (ja) |
| JP (1) | JPH04236970A (ja) |
| AU (1) | AU629756B2 (ja) |
| CA (1) | CA2047367A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07158967A (ja) * | 1993-12-07 | 1995-06-20 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 貯湯式電気温水器 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US5350411A (en) * | 1993-06-28 | 1994-09-27 | Medtronic, Inc. | Pacemaker telemetry system |
| US5549659A (en) * | 1994-11-04 | 1996-08-27 | Physio-Control Corporation | Communication interface for transmitting and receiving serial data between medical instruments |
| JP2002366253A (ja) * | 2001-06-05 | 2002-12-20 | Fujitsu Ltd | クロックモジュレーション回路を有する半導体集積回路 |
| US7085952B2 (en) * | 2001-09-14 | 2006-08-01 | Medtronic, Inc. | Method and apparatus for writing data between fast and slow clock domains |
| TWI222861B (en) * | 2003-06-25 | 2004-11-01 | Terry B J Kuo | Electrocardiogram signal converter and analog-to-digital converting device thereof |
| US8471750B2 (en) | 2010-09-29 | 2013-06-25 | The Johns Hopkins University | System and method for compressive sensing |
| US9891593B2 (en) | 2014-05-18 | 2018-02-13 | B.G. Negev Technologies And Applications Ltd., At Ben-Gurion University | Fully-digital fully-synthesizable delay-line analog to digital converter |
| CN105207301A (zh) * | 2015-10-16 | 2015-12-30 | 安科乐康（北京）诊断技术有限公司 | 一种用于体外除颤器的电容充电保护电路及体外除颤器 |
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| IT1118131B (it) * | 1978-07-20 | 1986-02-24 | Medtronic Inc | Perfezionamento nei pacemaker cardiaci multi-modo adattabili impiantabili |
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| FR2492262B1 (fr) * | 1980-10-16 | 1987-02-20 | Ela Medical Sa | Procede et dispositif de commande d'un appareil ou instrument notamment un stimulateur cardiaque implantable |
| US4409984A (en) * | 1981-02-25 | 1983-10-18 | General Electric Company | FM-Digital converter |
| US4404972B1 (en) * | 1981-05-18 | 2000-07-11 | Intermedics Inc | Implantable device with microprocessor control |
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-
1990
- 1990-07-26 US US07/558,616 patent/US5052389A/en not_active Expired - Fee Related
-
1991
- 1991-07-16 EP EP19910306419 patent/EP0468680A3/en not_active Withdrawn
- 1991-07-18 CA CA002047367A patent/CA2047367A1/en not_active Abandoned
- 1991-07-25 JP JP3186645A patent/JPH04236970A/ja active Granted
- 1991-07-25 AU AU81338/91A patent/AU629756B2/en not_active Ceased
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Also Published As
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|---|---|
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| CA2047367A1 (en) | 1992-01-27 |
| US5052389A (en) | 1991-10-01 |
| JPH04236970A (ja) | 1992-08-25 |
| AU8133891A (en) | 1992-01-30 |
| EP0468680A2 (en) | 1992-01-29 |
| AU629756B2 (en) | 1992-10-08 |
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