JPH0580186U - 電圧共振型スイッチング電源の補助電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 一次側の補助電源の立ち上がりが早く起動特
性のよい電圧共振型スイッチング電源を提供すること。 【構成】 スイッチング素子を有するハーフブリッジ部
と、第１のインダクタ２１、第２のインダクタ２２並び
にコンデンサ２３を有するＴ型回路と、トランスの二次
巻線に生ずるスイッチング信号を整流平滑化して直流電
圧を負荷側に出力する整流平滑部と、この整流平滑部の
出力電圧を安定化する方向に前記スイッチング素子を駆
動するスイッチング制御信号を送る帰還回路とを有する
電圧共振型スイッチング電源において、帰還回路の動作
用電力を供給する補助電源回路に、入力直流電源と起動
抵抗を介して接続するとともに、補助巻線を第１のイン
ダクタに巻いたことを特徴としている。

Description

【考案の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】

本考案は電圧共振型スイッチング電源に係り、特に制御回路に動作用の電力を 供給する補助電源回路の改良に関する。

【０００２】

【従来の技術】

本考案者は特開平３−２６５４６４号公報で電圧共振型スイッチング電源を提 案している。図３は従来装置の回路図である。図において、ハーフブリッジ部１ ０はトランスの一次巻線ｎ１に印加される直流電圧Ｖinを二個のスイッチング素 子によりオンオフするもので、Ｔ型回路２０により出力インピーダンスを低下さ せて出力の負荷依存性を低下させている。トランスの二次巻線ｎ２に誘起された スイッチング信号は、整流平滑部３０により直流化されて負荷Ｒ０に直流電圧Ｖ ｏが供給される。帰還回路４０は出力電圧Ｖｏを安定化するもので、スイッチン グ素子にオンオフ制御信号を送っている。補助電源回路５０は帰還回路４０の一 次側に動作用の電力Ｖccを供給している。

【０００３】 更に詳細を説明すると、ハーフブリッジ部１０は、入力直流電圧Ｖinを直列接 続された分割コンデンサ11a,11bにより分割し、分割コンデンサ11a,11bの共通接 続点は一次巻線ｎ１の一端と接続されている。また、入力直流電圧ＶinはＦＥＴ やトランジスタなどよりなり、二個直列に接続されたスイッチング素子12a,12b の電流側に印加されていると共に、スイッチング素子12a,12bの共通接続点はＴ 型回路２０を介して一次巻線ｎ１の他端と接続されている。各スイッチング素子 12a,12bには、寄生ダイオード13a,13b並びにドレイン・ソース端子間に接続され る電圧共振用コンデンサ14a,14bが設けられている。Ｔ型回路２０は電圧共振用 インダクタ２１、補助共振用インダクタ２２並びに補助共振用コンデンサ２３を 有しており、一次巻線ｎ１の一端は補助共振用コンデンサ２３と接続され、一次 巻線ｎ１の他端は補助共振用インダクタ２２と接続されている。

【０００４】 整流平滑部３０は、二次巻線ｎ２にアノード側が接続されたダイオード31a,31 bと、このダイオード31a,31bのアノード・カソード端子間に接続されたスナバ用 コンデンサ32a,32bを有している。ダイオード31a,31bのカソード端子は突き合わ せられており、チョークコイル３３を介して平滑コンデンサ３４に蓄電されてい る。帰還回路４０は、分圧抵抗Ｒ４１，Ｒ４２により出力電圧Ｖｏを分圧して、 誤差増幅器・位相補償部４３で基準電圧と比較して誤差信号を求めている。誤差 信号は、一次側と二次側を絶縁するフォトカプラ４４を介してゲートドライブ回 路４５に送られ、誤差信号を小さくする方向に調整されたスイッチング制御信号 をスイッチング素子12a,12bに帰還している。補助電源回路５０は、起動抵抗Ｒ_B を介して入力直流電圧Ｖin、及びトランスＴに設けられた補助巻線ｎ３と接続さ れると共に、補助電源電圧Ｖccがゲートドライブ回路４５に送られている。

【０００５】 図４は補助電源回路５０の回路図である。トランジスタＱのベース端子には起 動抵抗Ｒ_Bを介して入力直流電圧Ｖinが印加されるとともに、ゼナーダイオード Ｄ５２を介して補助巻線ｎ３のコモンと接続されている。ダイオードＤ５１はト ランジスタＱのベース端子とコレクタ端子を接続するもので、コンデンサＣ５２ に蓄電された電圧が入力直流電圧Ｖinよりも高いか否かでオンオフ動作をしてい る。コンデンサＣ５１はトランジスタＱのエミッタ出力端子に接続されたもので 、補助電源電圧Ｖccが負荷側に送られている。補助巻線ｎ３には、ダイオードＤ ５３とコンデンサＣ５２の整流平滑化回路を有しており、トランジスタＱのコレ クタ端子と接続されている。

【０００６】 図５は補助電源回路５０の波形図で、（Ａ）はコンデンサＣ５１の電圧Ｖcc、 （Ｂ）は補助巻線ｎ３の出力電圧の包絡線（エンベロープ）である。時刻Ｔ０で 電源が投入され、時刻Ｔ１でコンバータが起動し、時刻Ｔ２で補助電源回路５０ に対する給電が起動抵抗Ｒ_Bから補助巻線ｎ３に切り替わる。起動時の一次側制 御回路には、当初起動抵抗Ｒ_Bからスタンバイ電力を供給し、コンバータが動作 を開始した後はもっと電力を消費するので補助巻線ｎ３より供給する。

【０００７】

【考案が解決しようとする課題】

しかしながら、従来回路によればＴ型回路２０の共振動作が定常状態に達する までは補助巻線電圧がなかなか上昇せず、補助電源として必要な電圧値を発生す るまでに時間がかかる。そこで補助電源を早く立ち上げないと電圧Ｖccが低下し てコンバータが停止してしまうという課題があった。そこで、補助電源を早期に 立ち上げると、今度はソフトスタート時間が十分にとれず、起動時に出力電圧が オーバーシュートするという課題があった。また、補助巻線の巻数を増やすこと も考えられるが、電圧上昇は早くなるものの効率低下を招来し、必ずしも好まし いものではない。

【０００８】 本考案はこのような課題を解決したもので、一次側の補助電源の立ち上がりが 早く起動特性のよい電圧共振型スイッチング電源を提供することを目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】

このような目的を達成する本考案は、直列に接続され両端に直流電圧の印加さ れる分割用コンデンサ(11a,11b)と、この分割用コンデンサの直列回路と並列に 接続されると共に、２個直列に接続されたスイッチング素子(12a,12b)とを有す るハーフブリッジ部１０と、このスイッチング素子の共通接続点に一端の接続さ れた第１のインダクタ(21)、一端がこの第１のインダクタの他端に接続される第 ２のインダクタ(22)並びに一端がこの第１のインダクタの他端に接続されると共 に他端が当該分割用コンデンサの共通接続点に接続されるコンデンサ(23)を有す るＴ型回路２０と、このＴ型回路の第２のインダクタの他端とコンデンサの他端 に一次巻線ｎ１の装着されるトランスＴと、このトランスの二次巻線に生ずるス イッチング信号を整流平滑化して直流電圧を負荷側に出力する整流平滑部３０と 、この整流平滑部の出力電圧を所定の基準電圧と比較し、この誤差電圧が小さく なる方向に前記スイッチング素子を駆動するスイッチング制御信号を送る帰還回 路４０と、前記入力直流電圧と起動抵抗を介して接続され、前記第１のインダク タに巻かれた補助巻線と接続された補助電源回路５０を有している。 そして、該補助電源回路は起動当初は起動抵抗より給電を受け、ハーフブリッ ジ部の動作開始後は該補助巻線より給電を受けて前記帰還回路に動作用電力（Ｖ cc）を送ることを特徴としている。

【００１０】

【作用】

従来の電圧共振型スイッチング電源において、補助電源回路用の補助巻線をＴ 型回路の第１のインダクタに装着している。これにより、ハーフブリッジ部でス イッチング動作が開始されれば、トランスに補助巻線が巻かれた場合よりも早期 に起動抵抗から補助巻線への給電にかわり、補助電源として好ましい。

【００１１】

【実施例】

以下、図面を用いて本考案を詳細に説明する。図１は本考案の一実施例を示す 回路図である。尚、図１において前記図３と同一作用をするものには同一符号を つけ、説明を省略する。図において、補助巻線ｎ４は電圧共振用インダクタ２１ に巻かれている。

【００１２】 このように構成された装置の動作を次に説明する。図２は補助電源回路５０の 波形図で、（Ａ）はコンデンサＣ５１の電圧Ｖcc、（Ｂ）は補助巻線ｎ４の出力 電圧の正側エンベロープである。時刻Ｔ０で電源のスイッチをオンにすると、起 動抵抗Ｒ_BよりコンデンサＣ５１に電荷がチャージされる。コンデンサＣ５１の エネルギにより、ゲートドライブ回路４５のスタンバイ電力が供給される。コン デンサＣ５１の電圧が所定電圧Ｖccに到達した後、時刻Ｔ１でハーフブリッジ部 １０に対するスイッチング動作が開始される。すると、スイッチング素子(12a,1 2b)のドライブ電力等が必要となり、起動抵抗Ｒ_Bから供給される電力だけでは足 りなくなり、電圧Ｖccは直線的に低下する。この間に補助巻線ｎ４電圧が上昇し 、必要な最低電圧Ｖcc'に到達した時刻Ｔ２から、補助電源回路５０は補助巻線 ｎ４より給電を受けて、電源全体が正常な動作を継続する。

【００１３】 起動時には、スイッチング周波数が高→低へと徐々に変動するように、ソフト スタートがかけられている。従って、ソフトスタート期間中は、Ｔ型回路の共振 周期よりも短いスイッチング周期となるため、補助共振用コンデンサ２３の共振 ピーク電圧がなかなか大きくならない。従って、並列に接続されたトランスＴの 電圧も低いため、トランスＴに補助巻線ｎ３を装着すると、補助電源電圧がなか なか増加しない。そこで、破線のようにソフトスタート期間を長くして時刻Ｔ４ まで設定すると、電圧Ｖccが制御ＩＣの動作電圧よりも低下してしまい、時刻Ｔ ３でコンバータが停止することになる。

【００１４】 他方、電圧共振用インダクタ２１には少なくとも入力電圧Ｖin以上のピーク電 圧がかかるため、これに補助巻線ｎ４を巻くとトランスＴよりも大きな電圧が起 動直後より発生する。従って、電圧Ｖccの低下する期間（時刻Ｔ１〜時刻Ｔ２） が従来よりも短くなり、従ってソフトスタート期間を長く設定することができる 。

【００１５】

【考案の効果】

以上説明したように、本考案によれば補助巻線を電圧共振用インダクタに巻い ているので、一次側の補助電源が従来よりも早く立ち上がるので、ソフトスター ト時間を十分確保できるとともに、起動時の出力電圧のオーバーシュートを抑え ることができるという実用上の効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本考案の一実施例を示す回路図である。

【図２】補助電源回路５０の動作説明図である。

【図３】従来装置の回路図である。

【図４】補助電源回路５０の回路図である。

【図５】補助電源回路５０の動作説明図である。

【符号の説明】

１０ ハーフブリッジ部 ２０ Ｔ型回路 ３０ 整流平滑部 ４０ 帰還回路 ５０ 補助電源回路

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】直列に接続され両端に直流電圧の印加され
   る分割用コンデンサ(11a,11b)と、 この分割用コンデンサの直列回路と並列に接続されると
   共に、２個直列に接続されたスイッチング素子(12a,12
   b)とを有するハーフブリッジ部１０と、 このスイッチング素子の共通接続点に一端の接続された
   第１のインダクタ(21)、一端がこの第１のインダクタの
   他端に接続される第２のインダクタ(22)並びに一端がこ
   の第１のインダクタの他端に接続されると共に他端が当
   該分割用コンデンサの共通接続点に接続されるコンデン
   サ(23)を有するＴ型回路２０と、 このＴ型回路の第２のインダクタの他端とコンデンサの
   他端に一次巻線ｎ１の装着されるトランスＴと、 このトランスの二次巻線に生ずるスイッチング信号を整
   流平滑化して直流電圧を負荷側に出力する整流平滑部３
   ０と、 この整流平滑部の出力電圧を所定の基準電圧と比較し、
   この誤差電圧が小さくなる方向に前記スイッチング素子
   を駆動するスイッチング制御信号を送る帰還回路４０
   と、 前記入力直流電圧と起動抵抗を介して接続され、前記第
   １のインダクタに巻かれた補助巻線と接続された補助電
   源回路５０を有し、 該補助電源回路は起動当初は起動抵抗より給電を受け、
   ハーフブリッジ部の動作開始後は該補助巻線より給電を
   受けて前記帰還回路に動作用電力（Ｖcc）を送ることを
   特徴とする電圧共振型スイッチング電源。