JPH0580847B2

JPH0580847B2 -

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Publication number: JPH0580847B2
Application number: JP8327495A
Authority: JP
Inventors: Donasu Aauin
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1982-02-19
Filing date: 1983-02-19
Publication date: 1993-11-10
Also published as: JPS58188939A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、受信装置に関するものであり、この
受信装置においては、所望の信号に周波数の近い
不要の信号を隔絶し、受信装置の前段に帰還させ
て実質的に抹消し、こうすることにより、所望の
信号の復調のみを許容する。

周波数変調式送信システムの利点の一つは、
「捕獲」効果である。これは、フエーズロツクル
ープもしくは比検波器等のFM弁別器の能力であ
つて、スペクトルが、より強い信号のスペクトル
と部分的に重畳する信号を、「首尾一貫して」復
調し、「ロツクオン」するものである。しかしな
がら、このような利点も、所望の信号が弱い方の
信号である際には、一転して欠点に変ずる。そう
したスペクトル重畳に帰因する妨害に対処するに
は、現在のところ、情報送信に必要な帯域幅を越
える「保護帯域」を用意し、隣在の周波数送信チ
ヤンネルのパワーを地域的に散らしかつ減少させ
ることによつて、利用可能なスペクトルを無効な
状態に使用することが必要である。そうした費用
のかかる対策を講じても、より強い信号による妨
害の問題は、フリンジエリアや移動受信装置の場
合には、解決されない。

しかしながら、選択性を強調した受信装置を使
用するならば、従来の場合に比してより多数の信
号チヤンネルを、混雑した周波数スペクトルにお
いて使用することが可能になる。

近在の局による妨害を検出するスーパーヘテロ
ダインラジオ受信機が、米国特許第４，249，261
号（Ogita）の特許請求の範囲第１項の従来技術
の部分に記載されている。このラジオ受信機にお
いては、最も強い妨害RF信号に従うフエーズロ
ツクループにより発生させられた抹消信号が、受
信装置のラジオ周波数段に送られる。オギタ
（Ogita）の採用している検出装置は、周波数依
存型のものではなくて、（妨害の、所望の信号の
強さに対する比率が、ある一定の挟い範囲を越え
ないものとした場合）、隣在チヤンネル信号によ
る妨害がラジオ受信機内に発生したことを示す検
出信号を発するタイプのものであつて、そうした
検出信号は、RF信号レベルが所定の基準レベル
を超え、しかも同時に、IF信号が別の所定の基
準レベルよりも低いという状態が検出された時
に、出される。一組の状態の一段から他段への移
行は連続的なものではなく、フエーズロツクルー
プは、上述の基準に従つたスイツチにより、受信
回路に接続されたり切られたりする。むろん、フ
エーズロツクループの非連続的な使用は、有限の
獲得時間が存在することにより、通常、獲得の問
題点を惹き起こす。その結果、望ましくないスイ
ツチ過渡が生ずるか、もしくは、所望の信号の受
信と同時に、望ましくない妨害が生ずることにな
る。

捕獲効果を緩和もしくは除去するための解決法
は、これまでに、オギタの他にも多数提案されて
いる。

例えば、米国特許第3753123号において、カー
ペンター（Carpenter）は、FM変調されたラジ
オ波を抹消するための技術ならびに装置を開示し
ている。オギタと同じく、カーペンターも、妨害
FM信号に従うかもしくは従うべく試みるフエー
ズロツクループから、抹消信号を発生させてい
る。カーペンターの発明は、同一の変調方法を使
用した２つの信号の間を区別して妨害信号だけを
抹消する方法については提案しておらず、従つて
本発明の対象とする問題には、直接の関連を有し
ない。

米国特許第2386528号において、ウイルモツト
（Wilmotte）は、周波数弁別を利用することなく
２つのFM変調信号を選択的に弁別することを企
図するものであつて、振幅弁別に依存している。
しかながら、ウイルモツトの米国特許第2388200
号は、比較的弱いAM信号の存在する時に、主と
して強いFM信号に対して適用される解決策を提
案している。

ハーマン（Harmon）は、米国特許第2609535
号において、互いに特殊な関係にある２つのFM
信号を、共通のチヤンネルで送るシステムを開示
しているが、これもまた、本願に特に関連するも
のではない。

パーキンス（Perkins）は、米国特許第
3020403号において、受信されたFM信号をAM信
号にコンバートすることによつて得られた信号
を、２つの信号のうちの弱い方に有利であるよう
に加工することによつて捕獲効果の問題を解決す
ることを提案している。

ムーア（Moore）は、米国特許第3091735号に
おいて、強さの異なる２つの重畳信号を加工する
方法を提案したうえで、使用者が調整を行うこと
を必要であるとなし、また、強弱いずれかの信号
を選択すべく、可変利得増幅器を提案している。

カステリーニ（Castellini）は、米国特許第
3092776号において、同一の搬送周波数を有する
電波から妨害を減少させるための方法ならびに装
置を開示しているが、これもまた、本願に対して
特別の関連を有するものではない。

ルードヴィヒ（Ludwing）は、米国特許第
3205443号において、追跡減衰器による妨害信号
分解システムを提案している。

バグダテイー（Baghdady）は、米国特許第
3287645号において、中間周波数信号を２チヤン
ネルに分割するための回路を提案している。第１
のチヤンネルは、うなり周波数検出器を含み、そ
の出力は、平衡変調器の一方の入力に接続され、
この平衡変調器の他方の入力は、中間周波数信号
となつている。第２のチヤンネルは、二重検波装
置を含み、これは第２の平衡変調器の一方の入力
に供給を行い、この第２の平衡変調器の他方の入
力は、中間周波数信号となつている。次いで、第
２の平衡変調器の出力は、帯域フイルタを通過さ
せられる。帯域フイルタの出力と、第１の平衡変
調器の出力は、次いで、加算回路に送られ、この
加算回路の出力は、所望の信号を含み、この所望
の信号の、不要の信号に関してこの振幅は、それ
が後続のFMリミタならびに検出器によつて捕獲
されるようにするために十分な程度のものであ
る。

パグダデイーは、米国特許第3911366号におい
て、受信妨害を抑圧する技術ならびに装置を開示
しているが、これは第１のチヤンネルにおける第
１および第２のリミツタ、第２のチヤンネルにお
けるリミツタおよび直線伝達装置、ならびにある
種の困難な形の妨害によつて惹き起こされた外乱
を抑圧するための、２つのチヤンネルの出力結合
器とによつている。

従つて、本発明の主要目的は、従来技術の欠点
を除き、所望の信号を受信するための「捕獲」効
果の利点を失うことなく、不要の信号による復調
器の捕獲に対して有効に対処する受信装置を提供
することである。

本発明のもう一つの目的は、チヤンネル割当を
有するコミユニケーシヨンリンクを構成すること
であり、これは互いに排他的に、最新技術の枠内
で適宜分配されるものであるが、これによつて、
同じタイムの変調の信号が、隣在チヤンネル内に
て選択的に受信される。

本発明の更にもう一つの目的は、互いに排他的
なチヤンネルの数を増加させることであり、これ
らのチヤンネル内に、同じタイプの変調の信号が
チヤンネルされ、一方、各信号は依然として、同
一の、もしくは前の帯域幅を割当てられる。本発
明の更にもう一つの目的は、同一のコミユニケー
シヨンリンク内の、選択されたチヤンネルの隣の
チヤンネル内における不要の信号が所望の信号の
受信を妨害するような場合に、これを抑圧するこ
とである。

上述の目的は本発明によれば、以下に述べる受
信装置によつて達成される。即ち、本発明による
受信装置は、前段を備えた複数の接続段と復調器
とを有する受信器と、信号選別器と、利得調整さ
れた帰還装置と比較器とから構成され、前記復調
器は所定のスレツシユホールド感度を有し、前記
受信器の入力にはほぼ所定の帯域を占める所望の
信号と前記所定の帯域とは部分的に重畳するが同
帯域とは別の帯域を占める少なくとも１つの不要
の信号とが現れ、前記受信器は前記復調器の上流
側に作動可能に位置する受信器端子部を有し、各
信号は特有の高周波数スペクトルを有し、前記所
望の信号のスペクトルと前記不要の信号のスペク
トル特性の少なくとも一部分は前記受信器端子部
の両端に現れ、前記不要の信号の少なくとも残余
の部分は依然として前記復調器の入力に現れ、前
記復調器は通常前記各信号を復調可能があるが、
前記所望の信号を許容信号対雑音比に復調するた
めにその入力における前記各信号間に少なくとも
所定のレベル差を必要とし、前記信号選別器は前
記受信器端子部に接続されて前記受信器端子部の
両端に現れる前記各信号の１つを選択し、前記利
得調整された帰還装置は信号受信入力を１つ備え
ると共に前記信号選別器の出力に接続されて、前
記各信号のうちの前記１つの信号が前記不要の信
号であるとき前記受信器端子部に対して前記不要
の信号の前記スペクトル特性を備えると共にほぼ
180°位相のずれた前記各信号の前記の１つの信号
を負帰還させ、前記信号選別器は前記不要の信号
を他の信号から隔絶するため同信号を選別する周
波数依存式選別装置を有し、前記不要の信号は前
記周波数依存式選別装置の出力側に計測可能の出
力レベルを有し、前記比較器は前記受信器端子部
に帰還された不要の信号を調整する調整信号を発
生させるために前記不要の信号の所定レベルを基
準レベルと比較する、受信装置であつて、前記信
号選別器は通常前記受信器端子部の両端に現れる
前記各信号の前記１つを連続して選択し、前記調
整信号は前記利得調整された帰還装置の連続可変
利得調整入力を送る誤差調整信号であり、前記所
定のレベルは前記周波数依存式識別装置の前記出
力レベルであり、前記基準レベルは広域かつ非臨
界範囲にわたつて可変かつ設定可能であるため、
前記不要の信号は、依然として復調器の入力端に
残存し、復調器は、誤差制御信号によつて所望の
信号のレベルより下のレベルの不要の信号を入力
とすることになり、また不要の信号の検波及び制
御されたレベルの不要の信号の残存したものの復
調器の入力端への径路は、所望の信号の不要な信
号に対する相対的大きさに無関係であり、更に受
信器によつて受信された過剰の強度の信号によ
り、受信段の前段の入力が過大の時でも、受信さ
れた所望の信号は、復調器のスレツシユホールド
感度に達するのに十分な信号レベルを有し、かく
して、復調器の上流に制御されたレベルの不要な
信号が残存しているにもかかわらず、前記復調器
による前記不要の信号の復調が防止されることを
特徴とする受信装置である。

本発明によつて与えられる利点は、次の事実で
ある。すなわち、本発明の受信装置は、所望の、
ならびに不要の信号のレベルの広い範囲にわたつ
て働くことができ、不要の信号を所望の信号から
明確に隔絶することができ、不要の信号が多い状
態でむりに作動させられることはなく、更に、最
低の受信可能なスレツシユホールド感度から、受
信機の前段に過大な入力が印加される様な過剰の
強度の信号レベルまでのレンジで作動する。本発
明は、どのような検波回路をも回路につなぐので
はなく、むしろ信号が干渉しない状態において、
所望の信号の径路が帰還信号の発生を防止するよ
うにする。

不要の信号に特有なスペクトルは、当該不要の
信号がインテリジエンス搬送周波数によつて変調
された搬送である場合には、搬送それ自体の周波
数には依存しないことが理解されよう。かくし
て、不要の信号に特有のスペクトルは、例えば、
無線周波数スペクトル、もしくは中間周波数スペ
クトルであり得る。

本発明の上述以外の目的は、部分的には、望ま
しい実施例の記述から明らかになるが、また、特
許請求の範囲中に具体的に示した改良例からも明
らかになろう。例えば、現在のスペクトル配分よ
り生ずる種々の困難を克服することに加えて、本
発明は、適当な構造の受信装置に、選択された所
望の信号の隣の不要の信号を拒絶させることによ
つて、スペクトル使用を著しく改善することを可
能にすることをも、その目的とするものである。

第１図において、受信器の入力端子１には所望
の信号S₀の他に妨害する不要の信号S₁が存在す
る。不要の信号S₁は選別装置Ｓにより絶縁され、
その出力mS₁は不要の信号の度合いである。選別
装置Ｓの出力信号mS₁は利得制御増幅器CAに送
られる。増幅器CAはそれの利得調整入力grで調
整された公称の制御可能な利得ｇを有する。位相
遅延装置Ｐは利得制御増幅器CAの出力の位相を
変換する利得制御増幅器CAに後で接続される。
その結果、位相遅延装置Ｐの出力信号は−gmS₁
＝−δS₁となる。ここでgm＝δである。位相遅延
装置Ｐの出力は誤差調整回路Ｅに送られる。その
結果、誤差調整回路からの出力信号はS₀＋（１−
δ）S₁となる。この信号は信号選択出力回路Ｗに
送られ、その出力で所望の信号S₀を実質的に発生
させる。出力回路Ｗは検波器を含み、その選択度
スレツシユホールドは信号レベルS₀より大きい。

利得制御増幅器CAの利得は比較器Ｄにおいて
制御され、比較器Ｄはその一方の入力において選
別装置Ｓの出力信号mS₁のレベルを受信し、他方
の入力において一定基準ソースＲを受信する。両
レベルmS₁とＲとの間の差は利得制御増幅器CA
の利得調整入力grに送られる。基準レベルＲは、
以下の様に予め設定されている。即ち、比較器Ｄ
が増幅器CAに対して適当な調整電圧を発生し、
（１−δ）S₁が検波器Ｗのスレツシユホールド以
下であり、その結果、所望の信号S₀のみがその出
力に存在することになる。

本発明の作用原理は、どんな装置にも適用でき
るが、主として変調信号の受信、特に、例えば妨
害信号として作用する比較的強い信号の存在する
フリンジエリアにおいて弱い周波数変調信号の受
信に適する装置を目的とする。

周波数変調の原理は例えばMcGraw Hill
Book Company、Inc.のAugust Hund著の
「Frequency Modulation」という本に包括的に
取り扱われている。周波数変調は理論上、ベツセ
ル関数で表わされるような不特定数の側波帯を発
生する。受信器が同調される所望の搬送波に周波
数において隣り合う搬送波からの不要の信号は、
不要の信号の復調を妨害するに十分な程度に強力
である。あるいはもし変調された不要の搬送波の
スペクトルの部分が所望の信号に対して選択され
た通過帯にありまだ十分な強度があると、復調回
路を「捕獲」することによつて全て不要の信号を
排除することができる。

FM受信器の周波数弁別器型の検波器は所望の
信号以下の約6dbの弱い信号を完全に排除するの
で、隣接する搬送波の周波数の位置分散及び隣接
する搬送波を送信する送信器により発生される最
大許容電場の適切な分配はこの型式の妨害を軽減
する。

しかしながら、所望のチヤンネルと不要のチヤ
ンネルのための異なる送信経路特性及び送信電力
は、しばしば関連する。その結果、受信機のアン
テナに得られた不要の電界強度に対する所望の電
界強度の比が、不要の信号もしくは干渉する信号
による所望の信号の間欠的捕獲を引き起こす。即
ち、自動周波数制御なしで、両信号を結合せしめ
る。このことは、特に自動車ラジオ受信機のよう
な移動受信機の場合にやつかいである。なぜなら
ば、電界強度比が常に変わり、アンテナの指向性
もしくは配置により容易に修正することができな
いからである。

本発明によれば、不要の搬送波の側波帯は元の
無線周波数搬送波で負帰還されるかまたは中間の
周波数搬送波へシフトダウンされる。従つて、各
搬送波は所望の信号のもの又は不要の信号のもの
にかかわらず、情報の束を搬送する周波数により
変調され、その結果、無線周波数搬送波とその側
波帯を含む第１のスペクトルを得る。無線周波数
搬送波が中間周波数搬送波にシフトされると、第
１のスペクトルは中間周波数搬送波とその側波帯
を含む第２のスペクトルにシフトされる。不要の
信号のスペクトルにいずれかが孤立され、受信器
内の適当な点又は端子に負帰還され、元の無線周
波数（RF）スペクトルか対応する中間周波数
（IF）スペクトルのどちらかを消滅する。以下の
説明において、本発明の原理的特徴を第２図と第
８図のブロツク図を用いて詳細に説明する。両図
は不要な信号の隔絶と消滅がIFレベルで起こる
場合を示している。第３図、第４図、第５図及び
第７図は不要な信号を発生する受信器内の異なる
位置を選ぶことによつてのみ異なる。

以下にこの発明の説明に用いられる用語を説明
する。

S₀＝所望の信号 F₀＝所望の搬送波周波数 S₁＝隣接する低信号 F₁＝F₀−ｄ＝隣接する低搬送波周波数ｄ＝搬送波間の間隔 S₂＝隣接する高信号 F₂＝F₀＋ｄ＝隣接する高搬送波周波数 F_i＝（基準）中間周波数＝10.7Mcs F_L＝所望の信号に対する局部発振器周波数＝F₀＋F_i F₀±１／2d＝ひずみのない受信に要する帯域
幅ｆ＝変調（情報送信）周波数更に教示的には、混合器段が２つの周波数を受
けると常にその出力において周波数の和と差の両
方を発生する。しかし、一般に周波数の和がIF
段につづいて混合器段のカツトオフをうまく起え
るのでそれは排除されうる。従つて妨害する隣接
通信路の周波数の差のみ、すなわち、例えば、 F_L−F₁＝（F₀＋F_i）−（F₀−ｄ）＝F_i＋ｄ及び F_L−F₂＝（F₀＋F_i）−（F₀＋ｄ）＝F_i−ｄが処理されなければならない。

次に、第２図において、一例として２つの無線
周波数段１０，１２が直列に接続されている。可
変局部発振器１４は混合器１６にフイードし、こ
の局部発振器１４と混合器１６は無線周波数スペ
クトルを中間周波数スペクトルにシフトするヘテ
ロダイン装置を含み、中間周波数段２０は通常、
所望の信号の中間周波数スペクトルのみを通過さ
せ、ありふれた方法で、他の全ての不要なものを
通過させない。公称帯域幅F_i±１／2dを有する中
間周波数段２０は加算器１８を介して混合器１６
に後で接続され、従来の復調器段２２にフイード
する。復調器段２２の復調された出力は可聴周波
数出力であり、この出力は従来の様に１つ又は複
数のスピーカに送られる。自動利得制御ライン２
４と自動周波数制御リード２６は従来の様に接続
されている。

加算器１８はその入力の和を出力する作用を有
するが、この加算器１８がない場合、上記の回路
素子は、従来のスーパーヘテロダイン受信器のそ
れである。本発明は「ストレート」受信器に等し
く適用される。スーパーヘテロダイン受信器又は
ストレート受信器の構造は公知なのでその詳細な
説明は省略する。

選別装置への入力は端子手段２８から得られ、
この端子部２８は加算器１８の出力を構成する。
端子部２８からの信号は第２の中間段３０に送ら
れる。例えば隣接する抵搬送波F₁＝F₀−ｄで変
調された不要の信号はその特別なスペクトルによ
り特徴づけられ、少なくとも不要の信号に配分さ
れた帯域幅の部分又はスペクトルは特に周波数変
調に用いられたより幅広いスペクトルの場合、混
合器１６とともに先のRF段１０，１２を介して
通過する。不要の信号は加算器１８の１つの入力
に送られ、中間周波数段３０により所望の信号と
ともに受信される。中間周波数段３０は不要の信
号の中間周波数スペクトルのみを通過させるよう
に設定された通過帯域を有する。

更に、レベル検波器３８は中間周波数検波器段
３０の出力に接続され、比較器４０はレベル検波
器３８に後で接続されている。比較器４０の他の
入力は基準レベルソース４２に接続されている。
例えば、基準レベルソース４２がDC出力を有す
るならば、レベル検波器３８は、中間周波数を
DCに変換するように作用する。その結果、比較
器４０は利得調整増幅器３２の利得調整端子に調
整電圧を与える。利得調整増幅器３２の入力端子
はIF段３０からリード３１を介して直接に（ス
イツチ位置Ａ−Ｂ）のみならず、隔絶された不要
な信号に従う、IF段３０の後に接続されたPLL
のVCOから（スイツチ位置A′−B′、第６図参照）
隔絶された不要の信号を供給される。第８図と関
連して後述するように、利得調整増幅器３２の入
力は端子部２８に直接されたフエーズロツクルー
プのVCO出力である。

利得調整増幅器３２の出力は位相遅延装置３４
によつて位相遅延され、加算器１８の他の入力に
不要な信号を得た状態で、加算器１８に送られる
信号の位相はほぼ180°ずれる。従つて、その出力
と端子部２８において不要の信号を軽減すること
ができる。ここで重要なことは負帰還の量は比較
器４０の出力により制御される。比較器４０はレ
ベル検波器３８により測定された不要の信号のレ
ベルを基準レベル４２の値と等しくさせる。位相
遅延装置３４からの出力は加算器１８の第２の入
力に直接に接続されるか、又は第２の加算器３６
を介して加算器１８の第３の入力に接続される。
これにより、素子３０，３１，３２，３４と同様
の回路素子を含む別の図示しないループから別の
任意の入力を得ることができる。但し、対応する
中間周波数段は隣接する高搬送波F₂＝F₀＋ｄを
通過することはない。中間周波数段３０の通過帯
域は公称で（F_i−ｄ）±１／2dであるが、他のル
ープの中間周波数段の通過帯域は公称で（F_i＋
ｄ）±１／2dとなる。

第８図を参照すると、図中受信器の無線周波数
部分は省略して簡略化すると共に、第２図の部材
と類似する部材については同一の番号を使用し
た。前記のように、この開示は第２図に示した開
示とは異なり、不用な信号の消去信号を中間周波
数段３０の出力側からではなく中間周波数段３０
の前方に位置する受信器端子から引き出してい
る。混合器１６の下流には帯域フイルタ１７が接
続されている。このバンドパスフイルタ１７は所
望の信号を通過させるが、この所望の信号から比
較的離れた強い不要な信号は排除するように設計
されている。帯域フイルタ１７をこのように設計
することは、不要な信号が所望の信号から離れて
いる場合でも、その不要な信号の側波帯の強度が
高くて、所望の信号に近接するような場合に効果
がある。加算器１８は混合器１６の後方に隣接さ
れている。加算器１８ivの出力端子は所望の信号
を選択する中間周波数段２０に接続され、さらに
この中間周波数段の出力側は復調器２２に入力さ
れる。端子２８ivは加算器１８ivの出力端子に接
続される。スペクトルの片側に位置する、所望の
信号に隣接する不要な信号への帰還は、従来のフ
エーズロツクループ７１等の信号セレクタによつ
て行なわれる。このフエーズロツクループ７１は
位相検出器７８、ローパスフイルタ８２、増幅器
８０および電圧調整発振器（VOC）８３より成
り、バツフア段すなわち端子２８ivに接続された
リミツタ７７の後方に接続される。リミツタ７７
の出力端子は位相検出器７８の片方に入力端子に
接続される。位相検出器のもう一方の入力端子は
VCO８３の出力端子に接続される。このVCO８
３によつて不要な信号が利得調整増幅器３２に帰
還され、その利得はその他の場合と同様比較器４
０の出力電圧を調整することによつて調整され
る。比較器４０の片方の入力端子は中間周波数段
３０によつて選択された不用な信号のレベルであ
り、端子２８ivの後方に接続されている。このレ
ベルはレベル検出器３８によつて検出され、予め
設定した基準レベル４２と比較される。利得調整
増幅器３２の出力は、位相遅延回路３５によつて
位相が90°遅らされており、加算器１８ivの第２
入力端子に入力される前にゲート３７等の抑制装
置に通す必要がある。

その他の場合同様、基準レベル４２は安全な範
囲内で設定され、不要な信号は負帰還によつてこ
のレベルまで縮小される。これは中間周波数段３
０の隔絶および増幅の後に測定される。従つて、
基準レベル４２を大きい値に設定すると、帰還ル
ープの操作を確実にすることが可能である。さら
に、所望の信号のみを選択できるように設計され
た中間周波数段２０を通した後、不要な信号の残
りは復調器２２のスレツシユホールド値以下にな
る。

所望の信号および不要な信号の双方が端子２８
ivを通ると、フエーズロツクループ７１は強度の
高い方をロツクオンする。従つて、所望の信号の
方が強い場合または所望の信号のみが存在する場
合には、不必要な帰還が起る。この不必要な帰還
を避けるために、所望の信号と不要な信号をそれ
ぞれの中間周波数段２０，３０によつて選択して
から、両者のレベルを比較する。レベル検出器３
９は所望の信号を選択する中間周波数段２０の後
方に接続され、比較器４１はレベル検出器３８，
３９の出力差に基づいて出力信号を発生する。こ
の出力信号は加算器１８ivに帰還信号をターンオ
フさせることによつて、ゲート３７等の抑制装置
を調整する。これは所望の信号が不要な信号より
強くて、フエーズロツクループ７１が所望の信号
によつて捕獲され得る状態であれば常に行われ
る。

次に、第３，４，５図および第７図を参照する
と、図中第２図および第８図と同じ部材は同じ番
号で示してある。この実施例では中間周波数受信
器端子から無線周波数受信器端子へ至る不用な信
号および無線周波数端子間の不用な信号の帰還の
除去を含む。当業者であれば周知のように、この
実施例の回路にはさらにヘテロダイン装置を接続
する必要がある。このヘテロダイン装置は第４，
５，７図においては混合器５０、第３図において
は混合器４６であり、これによつて帰還信号の中
間周波数スペクトルが無線周波数スペクトルに変
換される。また、第４，５図における混合器４８
もヘテロダイン装置であり、これによつて所望の
信号および不用な信号双方の無線周波数スペクト
ルがそれぞれ中間周波数スペクトルに変換され
る。

第３図および第４図において、これらのヘテロ
ダイン装置の発振周波は可変発振器１４によつて
発振され、同一の周波数を有する。ところが、中
間周波数段３０の帯域は、所望の信号のキヤリア
と不要な信号のキヤリア間の周波数のスペーシン
グによつて、中間周波数段２０の帯域と置き換わ
る。

第５図および第７図において、中間周波数段２
０，３０は同一であるが、発振周波数は、キヤリ
ア間の周波数のスペーシングによつて、可変発振
器１４の周波数とは変えておく必要がある。この
発振周波数は手動同調型の発振器１４^A（第７図）
によつて得られるが、第５図に示すような電圧調
整発振器５４によつても得られる。

電圧調整発振器５４には自動周波数設定回路と
して補助回路が必要である。

電圧調整発振器（VCO）５４の補助回路はサ
ーチモードで作動可能のパルス電圧発生器６２を
有する。この発電器としてはマグローヒル社、ジ
ヨン・マルカス（John Markus）、「電気回路用
電源（Sourse Book of Electrical Circuit）」の
1968年版、81章、ページ685ff.に示されているも
のが使用できる。パルス電圧発生器６２の出力波
形Wfは使用状態の指標となる。通電が起こると、
パルスによつてVCOに対してD.C.電圧が段階的
に加えられる。VCOの入力に加わる電圧が高く
なつてその発振周波数が増加すると、帯域例えば
所望の信号より高い帯域を捜索するためにアツプ
ルパルス電圧発生器が必要になり、同時に所望の
信号より低い周波数帯域を捜索するためには、ダ
ウンパルス電圧発生器が必要となる。

ゲート６４は作動装置であり、一方の状態では
パルス電圧発生器６２を作動し、他方の状態で
は、パルス電圧発生器６２を停止させる。パルス
電圧発生器６２が停止されると、その瞬間に階段
波は平坦状態になる。

クロツク６６はパルス電圧発生器６２用のステ
ツプ信号を生じる。クロツク６６の出力はゲート
６４を介してパルス電圧発生器に接続される。

不要な信号用にはパルス電圧発生器６２を止め
るだけでよい。ここでいう不要な信号は情報周波
数によつて変調された隣接したキヤリアF₁，F₂
等である。そのためにはミキサー６８が使用され
る。このミキサー６８の一方の入力端子はVCO
５４の出力端子と接続され、他の入力端子は可変
発振器１４の出力端子と接続される。混合器６８
の出力端子は、キヤリア間のスペーシングの周波
数ｄに同調されたタンク回路７０に接続される。
タンク回路７０の出力は整形回路７２に接続され
る。混合器６８の出力周波数に周波数ｄ（通常
200kcs）が含まれるとき、この整形回路７２に
よつてゲート６４に抑制パルスが伝えられる。プ
ツシユボタン７４等のスタータを手で操作してパ
ルス電圧発生器６２にリセツトパルスを与えた
り、ゲート６４にスタートパルスを与えることが
できる。従つて、混合器４８に出力信号を与える
VCOの周波数は、パルス電圧発生器６２が「ア
ツプ」であるか「ダウン」であるかによつて、
F_L±ｄに自動的にセツトされる。

一方の受信器にアツプパルス電圧発生器を取り
付け、他方の受信器にダウンパルス電圧発生器を
取り付けて、隣接するアツプとダウンの両キヤリ
アを除去できるようにしてもよい。

このような構成にすると次のような利点があ
る。すなわち、VCO５４の出力がミキサー４８
に与えられると、中間周波数段３０は10.7Mcsに
セツトされた標準中間周波数段を満す。

第２図ないし第５図を参照すると、円内に示し
た「LO」は可変発振器１４である。これは、可
変発振器１４と混合器の接続状態を明瞭にするた
めである。

もしも第５ａ図に示したマニユアル制御される
局部発振器５６を電圧制御された発振器５４の代
わりに利用するならば発振器５４に接続された補
助周波数セツト回路を不要としうる利点が有る。
このような場合、回路素子６２〜７４は必要とさ
れない。

第２図〜第５図に示した導線３１は第６図に示
した回路素子に置き換えることができ、スイツチ
Ｓは回路を端子Ａ−Ｂから端子A′−B′に切り替
えることにより回路の作動を導線３１から第６図
に示すフエーズロツクループに切り替えることが
できる。このことは各信号が情報搬送周波数で変
調された搬送周波数を有している場合に適用され
る。中間周波数段３０を利得セツト機構に接続す
るフエーズロツクループは、受信器端子機構にお
いて妨害信号の帰還および選択的な減少を行なわ
せるため、所望のスペクトルを除き、中間周波数
段３０を通過した妨害信号の捕獲を行なつてFM
受信の捕獲容量が十分なものとなるよう協力する
利点が有る。復調段２２の入力部における妨害信
号に対する所望信号の比率は、従つて、周波数変
調信号の受信の際に生ずる捕獲効果によつてさら
に有効に高められ、もちろん例えば妨害信号が受
信器自身の入力回路を飽和させない限り、ほぼ無
限に近づくことができる。

第６図に示したフエーズロツクループは、中間
周波数段３０に接続された制限器７６と、入力側
の一つを制限器７６に接続された位相比較器７８
と、位相比較器７８に接続された増幅器８０と、
増幅器８０に接続されたローパスフイルタ８２
と、ローパスフイルタ８２に接続された、電圧制
御された発振器８３とから成つている。発振器８
３の出力は位相比較器７８のもう一方の入力側と
可変利得の信号入力すなわち利得調整された増幅
器３２とに接続されている。

第７図は本発明を、標準的な周波数変調受信器
とともに利用されるアダプターキツトすなわち妨
害抑制モジユールとして実施した例のブロツクダ
イアグラムである。

所望の搬送周波数F₀に変調される、例えば二
個の拡声器を備えたステレオ受信器のような標準
的な受信器は信号入力端子（第７図のアンテナ
入力参照）とアンテナ端子Ｔとを有している。端
子Ｉと端子Ｔとを通常接続している導線は取り外
され、アダプターキツトすなわち妨害チヤンネル
抑制モジユールが端子Ｔと端子Ｉとに接続され
る。

所望信号S₀と不要信号S₂の発生を、周波数変調
信号に適用される標準的な記号とそれぞれの振幅
を用いて同様に第７図に示す。明確を期すため、
記号は各信号に対するそれぞれ一つの変調周波数
f₀およびf₁に関し用いられている。F₀およびF₁は
搬送周波数を、A₀およびA₁は振幅を、β₀および
β₁は所望信号および不要信号の変調指数をそれぞ
れ示す。

この発明は以上に挙げた実施例に限定されるも
のではなく、以上に述べた発明の精神に基づい
て、いかなる発明独創性も働かせることなく、当
業者によつて本発明をさまざまに変化および変形
させうることは明白であることをさらに理解され
たい。例えば、ループ内の一つの素子の位置がそ
のループの機能に実質的な影響を与えることなく
他の一つもしくはそれ以上の素子の位置に相互に
置き換えうる場合には、新しい回路が何ら形成さ
れないことが理解される。さらに、受信装置に関
し記載した本発明のいかなる変形をアダプターキ
ツトに適用する場合でも、このような変形は本発
明の精神および範囲を何ら逸脱することなく利用
されるものであることを理解されたい。

加えて、或る特許請求の範囲に記載したいかな
る特徴も、他の特許請求の範囲に記載した他の特
徴に適宜組合わせうることを理解されたい。

【図面の簡単な説明】

図面は本発明の実施例を示し、第１図は、本発
明の原理を説明する概略ブロツク線図、第２図
は、IF−IF帰還を使用した本発明の第１実施例
ならびに２つの異なるIF段を示す概略ブロツク
線図、第３図は、IF−RF帰還を採用した本発明
の第２実施例ならびに２つの異なるIF段を示す
概略ブロツク線図、第４図は、RF−RF帰還を採
用した本発明の第３実施例ならびに２つの異なる
IF段を示す概略ブロツク線図、第５図は、RF−
RF帰還を使用した本発明の第４実施例ならびに
２つの同等のIF段を示す概略ブロツク線図、第
５ａ図は、第５図の手動で同調可能な発振器の使
用を示す概略ブロツク線図、第６図は、第２図な
いし第５図に示す実施例において採用された回路
の一代替例の概略ブロツク線図、第７図は、第４
図に示した本発明の概念を使用するものの、市販
の受信器ならびに、妨害チヤンネル制御モジユー
ルの形態のアダプタを具備する実施例の概略ブロ
ツク線図、第８図は、第２図に示した回路の代替
例の概略ブロツク線図である。１０……前段、１４，１６，４８，４９，５
４，５６……ヘテロダイン装置、１８，２０，２
８……受信器端子部、２２……復調器、３０……
周波数依存式選別装置、３２，３５，３７……帰
還装置、４１……比較装置、６２……パルス電圧
発生器、６４……モード作動装置、６８……混合
器、７０……共振回路、７１……信号選別器、７
２……整形回路、７４……スタートアツプ装置。

Claims

【特許請求の範囲】１前段を備えた複数の接続段と復調器とを有す
る受信器と、信号選別器と、利得調整された帰還
装置と比較器とから構成され、前記復調器は所定
のスレツシユホールド感度を有し、前記受信器の
入力にはほぼ所定の帯域を占める所望の信号と前
記所定の帯域とは部分的に重畳するが同帯域とは
別の帯域を占める少なくとも１つの不要の信号と
が現れ、前記受信器は前記復調器の上流側に作動
可能に位置する受信器端子部を有し、各信号は特
有の高周波数スペクトルを有し、前記所望の信号
のスペクトルと前記不要の信号のスペクトル特性
の少なくとも一部分は前記受信器端子部の両端に
現れ、前記不要の信号の少なくとも残余の部分は
依然として前記復調器の入力に現れ、前記復調器
は通常前記各信号を復調可能であるが、前記所望
の信号を許容信号対雑音比に復調するためにその
入力における前記各信号間に少なくとも所定のレ
ベル差を必要とし、前記信号選別器は前記受信器
端子部に接続されて前記受信器端子部の両端に現
れる前記各信号の１つを選択し、前記利得調整さ
れた帰還装置は信号受信入力を１つ備えると共に
前記信号選別器の出力に接続されて、前記各信号
のうちの前記１つの信号が前記不要の信号である
とき前記受信器端子部に対して前記不要の信号の
前記スペクトル特性を備えると共にほぼ180°位相
のずれた前記各信号の前記１つの信号を負帰還さ
せ、前記信号選別器は前記不要の信号を他の信号
から隔絶するため同信号を選別する周波数依存式
選別装置を有し、前記不要の信号は前記周波数依
存式選別装置の出力側に計測可能の出力レベルを
有し、前記比較器は前記受信器端子部に帰還され
た不要の信号を調整する調整信号を発生させるた
めに前記不要の信号の所定レベを基準レベルと比
較する、受信装置であつて、前記信号選別器
７／，４８，３０，７６，７８，８０，８２，８
３は通常前記受信器端子部２８の両端に現れる前
記各信号の前記１つを連続して選択し、前記調整
信号は前記利得調整された帰還装置３２，３５，
３７の連続可変利得調整入力を送る誤差調整信号
であり、前記所定のレベルは前記周波数依存式識
別装置３０，４８の前記出力レベルであり、前記
基準レベルは広域かつ非臨界範囲にわたつて可変
かつ設定可能であるため、前記不要の信号は、依
然として前記復調器２２の入力端に残存し、前記
復調器２２は、前記誤差調整信号によつて所望の
信号レベルより下のレベルの不要の信号を入力と
することになり、また不要の信号の検波及び制御
されたレベルの不要の信号の残存したものの前記
復調器２２の入力端への径路は、所望の信号の不
要な信号に対する相対的大きさに無関係であり、
更に、受信器によつて受信された過剰の強度の信
号により、受信段の前段１０の入力が過大の時で
も、受信された所望の信号は、前記復調器２２の
スレツシユホールド感度に達するのに十分な信号
レベルを有し、かくして前記復調器２２の上流に
制御されたレベルの不要な信号が残存しているに
もかかわらず、前記復調器２２による前記不要の
信号の復調が防止されることを特徴とする受信装
置。２抑制装置３７が前記帰還装置３２，３５，３
７の作動を抑制するために同帰還装置に接続さ
れ、前記信号選別器７１が前記各信号のうち強い
信号を選別可能であり、前記比較器が出力を備え
た比較装置４１を有し、この比較装置４１の入力
の一方は前記各段２０の１つの出力に接続され、
入力の他方は前記周波数依存式選別装置３０の出
力に接続され、前記比較装置４１の出力は前記抑
制装置３７に接続されると共に、前記所望の信号
が前記各信号よりも強いとき、前記帰還装置３
２，３５，３７の作動を抑制する機能を果たす別
の誤差調整信号を与え、かくして、不要の信号の
負帰還が防止されることを特徴とする特許請求の
範囲第１項記載の受信装置。３前記信号選別器７１が前記強い信号に捕獲さ
れると共に同信号にロツクオンするフエーズロツ
クループを有することを特徴とする特許請求の範
囲第２項記載の受信装置。４前記帰還装置３２，３５，３７が前記信号の
前記１つを位相遅延させる位相遅延装置３５を有
することを特徴とする特許請求の範囲第３項記載
の受信装置。５前記受信器の入力における各信号の高周波数
スペクトルが無線周波数スペクトルであり、前記
各段１０のうち少なくとも１つが入力で受信され
た無線周波数スペクトルを中間周波数スペクトル
に変える下方変換ヘテロダイン装置１４，１６を
有し、前記不要の信号がこれによつて無線周波数
スペクトルと中間周波数スペクトルとを持たせら
れ、前記周波数依存式選別装置４８／３０，７
６／７８／８０／８２／８３が前記帰還信号を選
択して前記特性スペクトルの１つの少なくとも前
記１部分を含むことを特徴とする特許請求の範囲
第４項に記載の受信装置。６前記所望の信号が第１の無線周波数信号であ
り、前記第１の下方変換ヘテロダイン装置１４／
１６が前記第１の無線周波数を第１の中間周波数
に変換すると共に第１と第２の局部発振器１４，
５６を有し、前記各段が前記第１の中間周波数を
同部に通すための所定の伝達特性を備えた第１の
中間周波数段２０を有すると共に、前記第１の下
方変換ヘテロダイン装置１４／１６に接続され、
前記不要の信号が第２の無線周波数信号であり、
第２の下方変換ヘテロダイン装置４９／５４，４
８／５６が前記第２の無線周波数信号を第２の中
間周波数信号に変換するために前記受信器端子部
２８に接続され、前記周波数依存式選別装置３０
が前記第２の下方変換ヘテロダイン装置４８／５
４，４８／５６に接続された予め調えられた伝達
特性を備えた第２の中間周波数段３０を有し、前
記局部発振器１４，５６は前記所定の伝達特性が
前記予め調えられた伝達特性と同じになるように
選択設定が可能であり、前記発振器１４，５６の
うち少なくとも１つが可変発振器であり、前記第
１の無線信号が第１の搬送周波数を有し、前記第
２の無線信号が前記第１の搬送周波数から一定差
の周波数だけ分離した第２の搬送周波数を有し、
自動周波数設定装置５４，６２，６４，６６，６
８，７０，７２が前記発振器１４，５６間の周波
数差を維持することを特徴とする特許請求の範囲
第５項記載の受信装置。７前記電子式可変発振器が電圧調整式発振器５
４であり、前記自動周波数設定装置が、通電され
るとサーチモードで作動可能のパルス電圧発生器
６２を有すると共に前記電圧調整式発振器５４に
任意のステツプ数選択可能の直流電圧を与え、モ
ード作動装置６４が前記パルス電圧発生器６２の
サーチモードを作動もしくは解除させ、前記パル
ス電圧発生器６２が、前記モード作動装置６４か
らの解除入力を受けたときの出力に対して生じる
電圧ステツプにとどまり、混合器６８が、一方の
入力があり次第前記電圧調整式発振器５４の出力
を受け、他方の入力があり次第前記他の電圧調整
式発振器１４の出力を受け、共振回路７０が前記
混合器６８の出力に接続されると共に、前記搬送
周波数間の前記周波数差に同調され、整形回路７
２が前記共振回路７０の出力と前記モード作動装
置６４の入力とに接続されて、前記周波数差を含
む前記混合器６８の出力周波数が得られ次第前記
モード作動装置６４に抑制パルスを与え、前記モ
ード作動装置６４が前記整形回路７２から前記抑
制パルスを受け次第前記解除入力を前記パルス電
圧発生器６２に与えると共に、開始パルスを受け
次第作動パルスを前記パルス発生器６２に与え、
かくして前記電圧調整式発振器５４は電子的に前
記他の電圧調整式発振器１４の周波数に追従する
ことを特徴とする特許請求の範囲第６項記載の受
信装置。８スタートアツプ装置７４が前記開始パルスを
前記モード作動装置６４に与え、クロツク６６が
ステツプパルスを前記パルス電圧発生器６２に与
えることを特徴とする特許請求の範囲第７項に記
載の受信装置。